ADS1115深度解析：16位ADC的寄存器配置与I2C时序实战

1. 为什么要抠 ADS1115 的底层细节：它不止是一颗“能用的 ADC”

先说个我自己的经历。有次给一个电池管理系统做采样板，用的就是 ADS1115。最开始照着网上的例程一抄，读数确实出来了，电压也对得上，我就很高兴地把它焊进板子。结果到了整机联调，问题来了：采样率稍微一提高，数据就开始跳；有时候连续读几十次，突然冒出来一个完全离谱的数值；更诡异的是，用示波器抓 SDA 波形，发现有几次 ACK 之后又额外多了一个时钟脉冲，然后整条总线就卡死了。那几天我查了驱动代码、查了上拉电阻、甚至怀疑是 PCB 布线问题，最后才发现，问题出在我对 ADS1115 工作模式和 I2C 通信时序的理解不到位——我以为自己在用单次转换模式，实际配置字写下去之后，器件一直在连续转换；我以为读 16 位数据只要发两个字节就行，实际上在 16 位 ADC 的 I2C 读流程里，字节边界和 ACK 的控制是有明确讲究的。

这颗芯片是 TI 的 16 位 ADC，内置 PGA、可编程数据速率、内部参考电压、比较器，还支持连续转换和单次转换两种工作模式。它特别适合用在那些对精度要求中等、对成本敏感、又不希望 MCU 占用太多资源来做信号调理的场景，比如电池电压监测、温度采集、称重传感器信号读取、环境监测传感器节点等。和 STM32 自带的 12 位 ADC 相比，ADS1115 的分辨率更高，而且通过 I2C 接口就能读，不需要额外的模拟引脚，这对引脚紧张的 MCU 来说太友好了。

但 ADS1115 有个特点：它把大量控制逻辑都浓缩在一颗 16 位的配置寄存器里。你只要写一次配置字，器件就按你的要求去执行转换、比较、输出。听起来简单，可一旦你对这个 16 位的每一位理解有偏差，整个工程就会表现得诡异莫测。这篇内容我准备把寄存器、工作模式、I2C 时序这三块彻底拆开，配合实际的波形和经验教训来讲，给正在调板子或者准备用 ADS1115 做项目的朋友一些参考。文章适合有一定单片机基础、正在用或者准备用 ADS1115 的工程师，也适合想深入理解 I2C 通信协议的嵌入式学习者。

2. 寄存器配置的完整地图：16 位配置字是怎么决定一切行为的

2.1 地址字节与 I2C 从机地址的对应关系

ADS1115 的 I2C 地址是 7 位地址，由 ADDR 引脚的电平状态决定。这个引脚可以接 GND、接 VDD、接 SDA、接 SCL 四种状态，对应四个不同的地址。具体关系如下：

这块有个高频坑：很多人的代码里写的是0x90或0x91，但查看数据手册时发现地址是0x48。其实两者是一回事，0x90是 8 位的写地址，0x91是 8 位的读地址，而数据手册里标注的是 7 位地址0x48。你在写驱动时，要么用(0x48 << 1)然后根据读写位加 1，要么直接用现成的0x90/0x91，千万别搞混。

还有一点值得注意：ADDR 接 SDA 和 SCL 的两种接法，在某些 MCU 的 I2C 外设初始化后、总线释放瞬间的电平影响下，可能出现地址识别不稳定的问题。我遇到过一次，PCB 上 ADDR 本来设计为悬空（相当于接 VDD 的默认状态），但焊接时旁边一个电容的漏电把 ADDR 电平拉低了一点点，导致器件时好时坏。后来我改成 ADDR 直接接 GND，问题就消失了。这类问题用万用表量电压是查不出来毛病的，必须用示波器看波形或者用 I2C 扫描程序逐地址探测。

2.2 配置寄存器（0x01）的 16 位位域拆解

这是整颗芯片最核心的寄存器。地址为 0x01，写入一个 16 位配置字后，器件立刻改变行为。位域分布如下：

我逐个说说关键位的作用和选择思路。

OS 位（Bit 15）：在单次转换模式下，向该位写 1 启动一次转换；在连续转换模式下，读取该位可以判断转换是否完成——当它从 1 变为 0 时，说明上一次转换结果已经写入转换寄存器。在读配置寄存器时，这个位的状态还可以用来判断器件是否忙碌。一个常见的问法是：启动单次转换后，需要多久才能读结果？这取决于你配置的数据速率 DR。比如 DR 设置为 128 SPS，则单次转换周期大约 8ms；设置为 860 SPS，则大约 1.16ms。你不能一发出启动命令就立刻去读，否则读到的还是上一次的旧数据，甚至可能是上电默认值 0x8000。

MUX 位（Bits 14:12）：决定哪个输入通道被采样。有两种基本模式：差分输入和单端输入。差分模式是把两个引脚之间的电压差作为输入，适合桥式传感器这类需要抑制共模干扰的场景；单端模式是把引脚对 GND 的电压作为输入，适合采集电池电压、环境温度这类对地参考信号。配置 MUX 时要注意：如果你要轮流采集多路单端信号，每次切换通道后，最好丢弃第一次转换结果，因为通道切换后输入电容需要充放电，第一次转换结果可能不准。这个说法在很多老工程师那里已经成了标准做法，但具体实践中，它只在中等数据速率下才明显；如果你把速率压到 8 SPS，切换通道后第一笔数据误差也很小。

PGA 位（Bits 11:9）：这是 ADS1115 非常好用的一个特性。PGA 可以放大输入信号，使得小信号也能利用满量程的精度。可选增益范围从 ±6.144V 到 ±0.256V。配置它时一定要算清楚：你要采集的电压最大值是多少？如果 PGA 配置过小，信号超出满量程，转换结果会直接饱和在 0x7FFF 或 0x8000，且没有溢出告警；如果 PGA 配置过大，小信号的分辨率就浪费了。做法是：先估算信号动态范围，留出 20% 的余量，再选一个最接近的 PGA 档位。对于最常见的 3.3V 单片机和 0~3.3V 的信号，选 ±4.096V 通常比较合适。

MODE 位（Bit 8）：0 表示连续转换模式，1 表示单次转换模式。默认上电是连续模式。这个位太容易被人忽略了，我开头提到的那个“读数据偶尔跳变”的问题，根源之一就是这里。

DR 位（Bits 7:5）：配置数据速率。从 8 SPS 到 860 SPS，一共 8 档。选 DR 要考虑的是：信号本身的带宽有多高？你希望多久拿到一个新数据？I2C 总线速度够不够？如果 I2C 时钟只有 100kHz，那么读一次转换结果（包含地址字节、寄存器地址字节、两个数据字节）大概需要 320 微秒以上。你把 DR 配到 860 SPS，每 1.16ms 就要读一次，I2C 总线基本被占满，MCU 可能就没时间做别的了。所以在项目里确定 DR，要同时考虑信号带宽和总线负荷。

COMP_QUE 位（Bits 1:0）：控制比较器功能。如果不用比较器，要设为 0b11，表示禁用比较器并置 ALERT/RDY 引脚为高阻态。很多新手配置寄存器时忽略了这两位，结果 ALERT 引脚一直有电平输出，或者比较器在误触发，导致中断不断。

2.3 转换寄存器（0x00）与阈值寄存器的读法

转换寄存器地址是 0x00，16 位，存放最新一次转换结果。读取它不需要配置什么，直接发起 I2C 读请求即可。但要注意：ADS1115 在两种工作模式下读转换寄存器的行为略有不同。连续模式下，你读到的是“最近一次完成的转换结果”；单次模式下，如果转换还没完成，读到的可能是旧值。

阈值寄存器（0x02 和 0x03）是 16 位的比较器阈值。如果你只用最基本的 ADC 采集功能，这两个寄存器完全可以不碰。但如果你要做窗口比较、过压报警、欠压报警，就必须搞清楚它们的格式和比较器工作方式。比较器有两种模式：传统比较器（COMP_MODE=0）和窗口比较器（COMP_MODE=1）。传统模式下，当转换结果超过高阈值（0x02）或低于低阈值（0x03）时触发；窗口模式下，只要结果落在高、低阈值之间就触发。连续转换模式下比较器才工作，单次转换模式下比较器不工作——这个细节在数据手册里写得很清楚，但在实际项目中被忽略的概率极高，我见过有人拿着单次转换模式去测比较器输出，怎么测都不对。

3. 工作模式选择的深层逻辑：连续转换与单次转换到底该怎么选

3.1 连续转换模式的优势与“陷阱”

连续转换模式下，ADS1115 按照 DR 配置的速率不断采样、转换，把结果更新到转换寄存器。你随时发一个读命令，就能拿到最新数据。这种模式最适合需要周期性监控的场景，比如持续测量电池电压、持续监测传感器输出，MCU 只需要隔一段时间来读一次即可，不需要每次去启动转换，省掉了很多 I2C 开销。

但连续模式有个“陷阱”：转换数据更新的时刻和 MCU 发起读的时刻是异步的。假设 DR 配的是 860 SPS，转换结果每 1.16ms 更新一次。MCU 可能在数据正在更新时读了寄存器，此时读到的数据可能是旧的，也可能是新的，也可能是不完整的。这就解释了为什么有些人在连续模式下读到的数据偶尔会跳变。解决方法是：

• 在连续模式下，每次读数据前先读配置寄存器检查 OS 位是否为 0，如果是 0 说明转换已经完成，再去读转换寄存器；
• 或者干脆用单次转换模式，把时序完全掌握在自己手里。

我在实际项目中更倾向于后一种方式，因为它的时序确定性强，不容易出“灵异现象”。

3.2 单次转换模式的完整流程

单次转换模式的核心就是：你往配置寄存器写一个包含 OS=1 的配置字，器件启动一次转换，转换完成后把结果存入转换寄存器，然后器件自动进入低功耗状态，等待下一次命令。这个模式的优点是省电、时序可控、结果稳定。它的流程如下：

1. 写配置寄存器：发送器件写地址，寄存器地址 0x01，16 位配置字（OS=1，且按需配置 MUX、PGA、DR、MODE=1）。
2. 等待转换完成：等待时间取决于 DR 配置。例如 DR 设为 128 SPS，则等待1/128秒，约 8ms。为了保险，一般等待1.2 / DR秒。
3. 读转换寄存器：发送器件读地址，连续读两个字节，组成 16 位结果。
4. 结果换算：根据 PGA 和满量程计算实际电压。

这种模式的缺点也明显：如果你需要高速连续采样，每次都要写配置字 + 发读命令，I2C 总线的开销比连续模式大，数据吞吐率受限。所以，如果采样率要求很高，连续模式更合适；如果对功耗和时序确定性更敏感，单次模式是更好的选择。

3.3 数据速率与分辨率的关系，以及一个常被忽略的取舍

ADS1115 的分辨率固定是 16 位，但这 16 位在不同 PGA 下的有效精度是不一样的。数据手册给出的噪声曲线和有效分辨率表，是很多人从来不看的部分。简单总结：数据速率越高，噪声越大，有效分辨率越低；PGA 增益越大，有效分辨率也越低。举个例子，在 PGA=±4.096V、DR=128 SPS 时，有效分辨率大约在 15 位到 16 位之间；如果 DR 拉到 860 SPS，有效分辨率可能降到 13 位左右。也就是说，你虽然拿到的是 16 位数据，但低几位其实已经是噪声了。

实际工程选速率的思路是：先确定信号最高频率成分，然后按奈奎斯特定理留出至少 5~10 倍余量，再选数据速率。比如采集温度信号，温度变化很慢，用 8 SPS 都够了，还能获得最好的噪声性能；采集振动信号，可能需要 860 SPS，但代价是有效分辨率下降。你要是既想要高采样率又想要高分辨率，要么用更高端的 ADC 芯片，要么进行多次采样取平均来换取等效分辨率。ADS1115 在这个定位下，能做到的就是让你根据需求在两者之间找一个平衡点。

4. I2C 通信时序的细节掌控：从 START 到 STOP 的每一个字节都在传递信息

4.1 I2C 总线的基础时序要素

ADS1115 是 I2C 从机，支持标准模式（100kHz）和快速模式（400kHz）。I2C 通信的基础时序要素包括：START 条件、STOP 条件、数据位、ACK/NACK。每个要素在物理层表现为 SDA 和 SCL 的电平配合。SCL 为高电平时，SDA 出现下降沿，表示 START；SCL 为高电平时，SDA 出现上升沿，表示 STOP。数据传输时，SDA 必须在 SCL 高电平期间保持稳定，在 SCL 低电平期间才能变化。

很多刚接触 I2C 的人，以为只要把代码写对就行了，时序是 MCU 硬件外设自动生成的。但一旦遇到软件模拟 I2C、或者 MCU 的硬件 I2C 不稳定需要换用 GPIO 模拟的情况，这些时序细节就变成了性命攸关的东西。ADS1115 对时序的要求并不苛刻，但它有个细微之处：它在某些条件下需要“总线空闲时间”，即 STOP 和下一次 START 之间要留至少 4.7 微秒（快速模式下是 1.3 微秒）。如果你用 GPIO 模拟 I2C，两次传输之间不加延时，器件容易丢状态。

4.2 写配置寄存器的时序全过程

向 ADS1115 写配置寄存器，发起的完整字节序列是：

START -> 器件写地址(0x90) -> ACK -> 寄存器地址(0x01) -> ACK -> 配置字高字节 -> ACK -> 配置字低字节 -> ACK -> STOP

这里最容易出错的是：16 位配置字在 I2C 总线上拆成两个 8 位字节发送，高字节在前。如果你以前接触过一些先发低字节的外设，到这里就要特别小心。比如你想配置单次转换、输入 AIN0 对 GND、PGA=±4.096V、DR=128SPS、禁止比较器，那么 16 位配置字是0b10000011 10000011，也就是0x8383。发送时，先发 0x83，再发 0x83。很多人犯的错是：计算出 16 位值之后，直接按小端习惯先发低字节，结果配置就全乱了，器件表现出的行为完全不是你想要的样子。

还有一个细节：写配置寄存器时，如果 MCU 的 I2C 控制器支持“多字节写”，你可以一次性发完这 5 个字节（地址 + 寄存器地址 + 两个数据字节），再发 STOP。但如果你用的是自己写的软件模拟 I2C，就要注意每一字节后都要等待从机 ACK。ADS1115 在接收到每个字节后，都会在第 9 个时钟脉冲拉低 SDA 表示 ACK。如果你在某个字节后的 ACK 检测上出错，提前发下一个字节，时序就乱了。

4.3 读转换寄存器的两种时序方案

读取转换寄存器（地址 0x00）有两种常见方案。第一种是“先写寄存器地址，再发起读”：先发送 START，然后发送器件写地址 0x90、寄存器地址 0x00、STOP，然后重新发送 START、器件读地址 0x91，然后连读两个字节，最后发 NACK + STOP。第二种是用了 I2C 的“重复起始”特性，在第一个事务结束时不是发 STOP，而是直接再发一个 START，也就是：

START -> 器件写地址(0x90) -> ACK -> 寄存器地址(0x00) -> ACK -> 重复START -> 器件读地址(0x91) -> ACK -> 读高字节 -> ACK(主机回) -> 读低字节 -> NACK(主机回) -> STOP

这两种方案在功能上等价，但第二种少了一个 STOP 再 START 的完整总线释放过程，效率更高，也能避免总线被其他器件抢占的问题。不过在实现上，重复起始需要 MCU 的硬件 I2C 外设支持，或者软件模拟时正确地控制 SDA/SCL。用 STM32 的 HAL 库时，HAL_I2C_Master_Transmit和HAL_I2C_Master_Receive这两个函数分开调用，实际上是走了“先 STOP 再 START”的路线；而HAL_I2C_Mem_Read这类函数内部会使用重复起始。两者实测都能稳定工作，但要注意：在 STM32F4 系列上，硬件 I2C 偶发总线锁死的问题，有时通过改用“两次独立调用+足够延时”反而能改善。

读数据时的 ACK 控制是另一个关键点：主机在读最后一个字节前，要回 NACK 而不是 ACK，表示“我只要这两个字节，不要再发下一个了”。如果你在高字节读完后回的是 ACK，器件就会继续把低字节发出来，然后因为你还想读，它还会再发下一字节——但转换寄存器只有 16 位，你再读出来的数据就不确定了。这个问题在软件模拟 I2C 时尤其明显，因为很多人写完读字节函数后，总是默认每次读完都回 ACK，导致最后一个字节读完后，从机的时钟还在继续，总线就卡在那里。

4.4 用逻辑分析仪抓时序：验证你的代码到底发了些什么

我强烈建议每个做 I2C 设备驱动的人，手边备一个逻辑分析仪，哪怕是十几块钱的 8 通道 USB 逻辑分析仪都行。不要光靠眼睛看代码、靠万用表量电平来猜测时序。接入逻辑分析仪后，设置好采样率（建议 4MHz 以上，400kHz 的 I2C 需要至少 1MHz 采样率），接 SDA 和 SCL 两个通道，然后运行代码。你会非常直观地看到：

• START 条件是否正确发出；
• 地址字节后面，从机有没有回 ACK；
• 数据字节的顺序是不是你先发的高字节；
• 读操作最后一字节后，主机有没有回 NACK；
• 是否有多余的时钟脉冲出现在 STOP 之后。

我靠着逻辑分析仪，不止一次找到了“代码看起来没问题但数据就是不对”的病因。有一次问题出在软件模拟 I2C 的 SDA 方向切换上：读数据前需要把 SDA 引脚从输出模式切换为输入模式，但我在切换后没有等一个短延时，结果 SCL 拉高时 SDA 还没稳定，第一个数据位就读错了。这种问题，光靠看代码非常难发现，但逻辑分析仪一抓就原形毕露。

5. 实战代码的完整路线：从硬件连接到 STM32 HAL 库实现

5.1 硬件连接与上拉电阻的选择

ADS1115 的硬件连接非常简单：VDD 接电源、GND 接地、SDA 和 SCL 分别接 MCU 的对应引脚，同时这两根线都要接上拉电阻。I2C 是开漏加外部上拉的架构，上拉电阻的取值很讲究。常见取值在 2.2kΩ 到 10kΩ 之间。取值越小，上升沿越陡峭，但功耗越大，而且可能超出器件允许的灌电流能力；取值越大，功耗越小，但上升沿变缓，总线频率高时可能无法在规定时间达到高电平。对于 3.3V 供电、400kHz 快速模式，4.7kΩ 是个稳妥的选择；如果总线电容较大（比如走线很长、器件很多），可以换成 2.2kΩ。

有个实验数据可以提一下：在 40cm 长的杜邦线连接下，10kΩ 上拉配合 400kHz 通信时，SCL 高电平时间会肉眼可见地变短，甚至出现通信偶发失败。换 4.7kΩ 后就稳定了。所以如果你是面包板实验，线长，建议直接用 4.7kΩ。如果你用 PCB 短走线，10kΩ 也能工作，但没必要冒险。

5.2 STM32 硬件 I2C 的初始化与数据读写

以 STM32F407 和 HAL 库为例。先初始化 I2C1：

I2C_HandleTypeDef hi2c1; void MX_I2C1_Init(void) { hi2c1.Instance = I2C1; hi2c1.Init.ClockSpeed = 400000; hi2c1.Init.DutyCycle = I2C_DUTYCYCLE_2; hi2c1.Init.OwnAddress1 = 0; hi2c1.Init.AddressingMode = I2C_ADDRESSINGMODE_7BIT; hi2c1.Init.DualAddressMode = I2C_DUALADDRESS_DISABLE; hi2c1.Init.OwnAddress2 = 0; hi2c1.Init.GeneralCallMode = I2C_GENERALCALL_DISABLE; hi2c1.Init.NoStretchMode = I2C_NOSTRETCH_DISABLE; if (HAL_I2C_Init(&hi2c1) != HAL_OK) { Error_Handler(); } }

写配置寄存器的函数可以这样写：

uint8_t ads1115_write_config(uint16_t config) { uint8_t buf[2]; buf[0] = (config >> 8) & 0xFF; // 高字节在前 buf[1] = config & 0xFF; return HAL_I2C_Mem_Write(&hi2c1, 0x90, 0x01, I2C_MEMADD_SIZE_8BIT, buf, 2, 100); }

这里HAL_I2C_Mem_Write的第一个地址参数是 8 位写地址 0x90。如果你更习惯写(0x48 << 1)，效果一样，但要注意HAL_I2C_Mem_Write内部会自动把最低位作为读写位，所以这里的地址参数不能是 7 位地址 0x48，而必须是0x48 << 1，也就是 0x90。

读转换寄存器：

uint16_t ads1115_read_raw(void) { uint8_t buf[2]; HAL_I2C_Mem_Read(&hi2c1, 0x90, 0x00, I2C_MEMADD_SIZE_8BIT, buf, 2, 100); return (buf[0] << 8) | buf[1]; }

这段代码看起来简单，但有两点要注意：第一，HAL_I2C_Mem_Read会先发送器件写地址 + 寄存器地址，再用重复起始的方式发起读，因此它要求 MCU 的 I2C 外设支持重复起始，且 HAL 库的实现自动处理了这些细节。第二，如果你在读数据后发现总是读到同一个值不更新，先去查一下 MODE 位——器件可能停在连续转换模式但代码的逻辑是单次模式，或者反过来。

5.3 软件模拟 I2C 的实现要点：从 STM32F407 的角度出发

硬件 I2C 偶尔会出现总线锁死的现象，尤其在某些 STM32 系列上。很多人因此转向软件模拟 I2C——也就是用两个 GPIO 手动翻转 SCL、手动控制 SDA 的输入输出方向。这不丢人，反而是一种稳定可控的做法。只是模拟 I2C 对时序的把握要求更高，代码里需要加入恰当的延时。下面给一个最精简的框架：

#define I2C_SCL_PIN GPIO_PIN_6 #define I2C_SDA_PIN GPIO_PIN_7 #define I2C_GPIO_PORT GPIOB #define SCL_HIGH() HAL_GPIO_WritePin(I2C_GPIO_PORT, I2C_SCL_PIN, GPIO_PIN_SET) #define SCL_LOW() HAL_GPIO_WritePin(I2C_GPIO_PORT, I2C_SCL_PIN, GPIO_PIN_RESET) #define SDA_HIGH() HAL_GPIO_WritePin(I2C_GPIO_PORT, I2C_SDA_PIN, GPIO_PIN_SET) #define SDA_LOW() HAL_GPIO_WritePin(I2C_GPIO_PORT, I2C_SDA_PIN, GPIO_PIN_RESET) #define SDA_READ() HAL_GPIO_ReadPin(I2C_GPIO_PORT, I2C_SDA_PIN) static void i2c_delay(void) { for (volatile int i = 0; i < 50; i++); } static void i2c_start(void) { SDA_HIGH(); SCL_HIGH(); i2c_delay(); SDA_LOW(); i2c_delay(); SCL_LOW(); } static void i2c_stop(void) { SDA_LOW(); SCL_HIGH(); i2c_delay(); SDA_HIGH(); i2c_delay(); } static void i2c_ack(void) { SDA_LOW(); SCL_HIGH(); i2c_delay(); SCL_LOW(); SDA_HIGH(); } static void i2c_nack(void) { SDA_HIGH(); SCL_HIGH(); i2c_delay(); SCL_LOW(); SDA_LOW(); } static int i2c_wait_ack(void) { SDA_HIGH(); // 释放SDA，让从机可以拉低 SCL_HIGH(); i2c_delay(); int ack = SDA_READ(); // 0表示ACK，1表示NACK SCL_LOW(); return ack; } static void i2c_write_byte(uint8_t data) { for (int i = 7; i >= 0; i--) { if (data & (1 << i)) SDA_HIGH(); else SDA_LOW(); SCL_HIGH(); i2c_delay(); SCL_LOW(); i2c_delay(); } } static uint8_t i2c_read_byte(int last) { uint8_t data = 0; SDA_HIGH(); // 释放SDA，由从机驱动 for (int i = 7; i >= 0; i--) { SCL_HIGH(); i2c_delay(); data |= (SDA_READ() << i); SCL_LOW(); i2c_delay(); } if (last) i2c_nack(); else i2c_ack(); return data; }

这段代码我在多个项目里用过，稳定性很好。核心经验是：SDA_HIGH()在释放 SDA 之前，必须先把 SDA 引脚配置成输入模式（或开漏输出模式）。如果用推挽输出模式，直接调用SDA_HIGH()确实能把 SDA 拉高，但当从机也试图拉低 SDA 时，它根本拉不动，ACK 就永远读不到，总线直接“焊死”。在 STM32 上正确的做法是：把 SDA 配置为开漏输出，这样输出 1 的时候相当于释放总线，输出 0 的时候拉低总线；读数据时直接把 PIN 配置为输入模式，或者在开漏模式下直接读 IDR 寄存器也行。

5.4 单次模式读电压的实际例程

把以上模块组合起来，一个完整的单次模式读 AIN0 对 GND 电压的例程如下：

#define ADS1115_ADDR_W 0x90 #define ADS1115_ADDR_R 0x91 #define ADS1115_REG_CONV 0x00 #define ADS1115_REG_CFG 0x01 // 配置字：OS=1，MUX=AIN0-GND(000)，PGA=4096mV(001)，MODE=1(单次)， // DR=128SPS(100)，COMP_QUE=11(禁用比较器) #define ADS1115_CFG_SINGLE_0_4096_128SPS 0x8383 uint16_t ads1115_single_read_raw(void) { // 写配置字，启动转换 i2c_start(); i2c_write_byte(ADS1115_ADDR_W); i2c_wait_ack(); i2c_write_byte(ADS1115_REG_CFG); i2c_wait_ack(); i2c_write_byte((ADS1115_CFG_SINGLE_0_4096_128SPS >> 8) & 0xFF); i2c_wait_ack(); i2c_write_byte(ADS1115_CFG_SINGLE_0_4096_128SPS & 0xFF); i2c_wait_ack(); i2c_stop(); // 等待转换完成，128SPS 对应约 8ms，这里等 10ms HAL_Delay(10); // 读转换寄存器 i2c_start(); i2c_write_byte(ADS1115_ADDR_W); i2c_wait_ack(); i2c_write_byte(ADS1115_REG_CONV); i2c_wait_ack(); // 重复起始，切换为读模式 i2c_start(); i2c_write_byte(ADS1115_ADDR_R); i2c_wait_ack(); uint8_t hi = i2c_read_byte(0); // 读取高字节，非最后一字节，回ACK uint8_t lo = i2c_read_byte(1); // 读取低字节，最后一字节，回NACK i2c_stop(); return (hi << 8) | lo; } float ads1115_single_read_voltage(void) { uint16_t raw = ads1115_single_read_raw(); // PGA=4096mV 时，满量程为 -4.096V 到 +4.096V // 16位有符号数：0x8000 对应 -4.096V，0x7FFF 对应 +4.096V float voltage = (int16_t)raw * 4.096f / 32768.0f; return voltage; }

这个例程几乎是直接可以用的。有一点要说清楚：在ads1115_single_read_voltage里，我把原始值强转成int16_t，是为了让负电压也能正确换算。如果你确认输入永远为正，也可以直接把raw当作无符号数除以 32767，但这样负电压场景下会得到奇怪的结果。养成强转的好习惯，后面项目变成双极性采集时不会踩坑。

6. 常见疑难问题与排查思路：总线锁死、数据跳变、比较器不工作

6.1 I2C 总线锁死与 SCL 被拉低的问题

这是 I2C 通信中出现频率最高的问题之一：总线锁死，SCL 或 SDA 被从机拉住，一直处于低电平，导致后面的通信全部失败。排查步骤我建议按这个顺序来：

1. 用示波器抓 SCL 和 SDA 的波形。如果发现 SDA 一直为低且 SCL 也有异常，先判断是不是从机处于异常状态。掉电重启从机，看总线是否恢复。如果恢复，说明从机进入了某种未定义状态。
2. 检查 I2C 总线复位机制。很多从机在被中断的传输中（比如主机在传输中途复位了），会一直等待剩余的时钟脉冲。解决办法是：主机侧在每次通信失败后，对 SCL 连续发送 9 个时钟脉冲，让从机完成当前字节的剩余部分，再发送 STOP，释放总线。
3. 检查上拉电阻。SDA 或 SCL 若缺少上拉电阻，总线空闲时电平不确定，可能会导致状态机混乱。
4. 检查代码里是否有“主机在 STOP 之前就释放了总线”的情况。比如软件模拟 I2C 时，发送 STOP 之前 SDA 的电平状态不对，导致从机没有识别到 STOP，卡在等待状态。

ADS1115 本身对总线锁死的容忍度一般。我实测过：如果在读转换寄存器时，主机在读第二个数据字节后没有回 NACK 而回了 ACK，然后直接发 STOP，ADS1115 偶尔会多产生一个时钟脉冲，之后总线恢复，但下一个读命令的第一次 ACK 会异常。用逻辑分析仪能抓到这个问题。

6.2 数据跳变、读数不稳定的排查思路

数据跳变的原因可以分为三大类：电源噪声、参考电压噪声、时序问题。

• 电源噪声：ADS1115 的内部参考电压由 VDD 供电。如果 VDD 纹波很大，转换结果就会有周期性波动。排查方法：用示波器 AC 耦合看 VDD 波形，如果纹波超过 10mV，就需要加 π 型滤波或者加大去耦电容。ADS1115 的 VDD 引脚旁边至少要放一个 0.1μF 陶瓷电容，并且尽量靠近引脚放置。
• 输入信号源阻抗：ADS1115 的输入端在内部采样时要吸取少量电荷，如果信号源阻抗太高，电荷来不及建立，转换结果就会偏小且不稳定。解决方法是加一个运放跟随器，或者降低信号源阻抗。这是个非常容易被忽略的坑：传感器直接经长线连到 AIN 引脚，阻抗可能达到几十千欧，读数就会飘。
• 时序问题：在连续模式下，主机读取数据和器件更新数据的竞争，会造成尾数跳变。这种跳变通常只影响最低几位，不会出现“满幅跳变”。解决办法是改用单次模式，或者在读数据前先查 OS 位。
• PGA 配置过小：信号接近满量程时，会进入非线性区，转换结果的低几位开始抖动。这时要重新评估输入信号范围，选择更合适的 PGA 档位。

6.3 比较器相关的典型问题与“为什么 ODR 数据看起来不对”

很多人用 ADS1115 的比较器功能来控制欠压报警，但经常会发现：报警电平触发后，信号已经恢复正常了，报警却没有复位；或者反过来，报警一直不复位，直到断电重启。这两个现象背后的原因是配置寄存器的 COMP_LAT 位和 COMP_QUE 位没配对。

COMP_LAT 置 1 时，比较器输出锁存，即使输入信号恢复，ALERT/RDY 引脚也保持触发状态，直到主机读取转换寄存器才解除——这是数据手册里明确写的。如果你想实现“信号越限时报警，恢复后自动解除”，就要把 COMP_LAT 设为 0。COMP_QUE 位设定比较器连续触发多少次后 ALERT 才有效，取值 00 表示触发 1 次就输出，01 表示 2 次，10 表示 4 次，11 表示禁用比较器。如果你把 COMP_QUE 配成 10，而信号恰好是偶发毛刺，报警可能就会延迟多个转换周期才触发，看起来就像“响应慢”甚至“不工作”。

还有一个细节很多人不知道：比较器只在连续转换模式下才工作。你在单次转换模式下配置了比较器阈值，读 ALERT 引脚，发现电平永远不对，就是这个原因。这在数据手册的功能框图里其实画得很清楚，但确实只有踩过坑的人才会去仔细看那页。

6.4 软件模拟 I2C 在 STM32F407 上的特殊注意点

STM32F407 的 GPIO 速度等级会影响模拟 I2C 的边沿。GPIO 速度设置为 LOW 时，输出上升沿和下降沿都比较慢；设置为 VERY_HIGH 时，边沿很陡，但可能引入振铃。模拟 I2C 建议把 SCL 和 SDA 引脚配置为开漏输出（GPIO_MODE_OUTPUT_OD），速度设为 HIGH，同时外部配上拉电阻。原因有两个：一是开漏输出天然支持线与逻辑，所有设备都能安全驱动总线；二是避免某个设备把总线拉低时，另一个设备推挽输出强行拉高，造成短路电流。

另外，STM32F407 的 GPIO 唤醒源等外设配置也可能影响模拟 I2C 的稳定性。我建议在初始化 GPIO 时，把 SCL 和 SDA 的 GPIO 都设为GPIO_NOPULL，不要把内部上拉打开。因为内部上拉电阻阻值约为 40kΩ，和外部上拉并联后等效阻值偏低，对功耗不友好，而且不同芯片的内部上拉一致性一般，可能导致时序边沿不一致。

7. 我的一点实际体会：项目调试中的三个“笨”办法

做了这么多个带 ADC 的项目后，我越来越倾向于在调试阶段采取一些“笨”办法，它们帮我省下的时间远超预期。

第一个办法是写一个 I2C 地址扫描程序，把总线上所有能响应的设备地址都打印出来。在把 ADS1115 接入系统之前，先单独跑一遍扫描程序，确定器件响应地址和你预期的一致。尤其是当 ADDR 引脚不小心悬空或接错时，扫描程序能立刻暴露问题，省去后面所有莫名其妙的故障定位时间。

第二个办法是每隔一段时间就用逻辑分析仪抓一次波形存档。不要等出问题才抓。在代码刚写完、功能正常时抓一次，记录下来。后面如果出现异常，再抓一次对比，往往几秒钟就能定位到问题出现在哪个阶段：是配置字写错了，还是读地址发错了，还是 ACK 阶段出了问题。

第三个办法是在配置寄存器里预留一个“版本号”段位。虽然 ADS1115 的配置寄存器每一位都有特定用途，没有空闲位，但在自己的驱动代码里，我会维护一个宏定义集合，把不同场景的完整配置字命名清楚，比如CFG_SINGLE_AIN0_4096_128SPS，这样每次调用时一看名字就知道当前配置是什么。看似简单，但在多人协作的项目里，这能避免很多因为“改了某个位忘了改另一个位”而产生的低级错误。

ADS1115 是一颗看起来简单、用起来也不复杂、但深挖起来充满细节的芯片。把寄存器配置、工作模式、I2C 时序这三件事吃透之后，它在你的项目中就不会再是一个“黑盒”，而是变成一块你可以完全掌控的积木。希望这篇文章能帮你在调板子的路上少走几步弯路。