20种运放典型电路汇总：从虚短虚断到实战避坑指南

运放这东西，说难不难，说简单也不简单。难的是光看数据手册，你不知道那些参数跟自己手头的电路到底有什么关系；简单的是只要抓住它几条核心规律，绝大多数典型电路都能在几分钟内直接“推”出来。这篇就把20种最常见的运放典型电路汇总了一遍，每个都给出电路结构和公式，重点解释公式怎么来的、电路为什么这么搭、搭的时候容易在哪儿翻车。刚学模拟电路的学生、准备笔试面试的、或者像我这种项目里临时要顶上去调电路的，都可以直接拿这份清单当速查手册。

标题里说“几分钟搞懂”并不是夸张，前提是你要先把运放的两个核心特性焊死在脑子里。下面我先把这两个“命根子”讲透，再逐个拆电路。

1. 看电路之前，先抓住运放的两条“命根子”

1.1 虚短虚断是唯一需要背的“定律”

模拟电路教材动辄几百页，但真正到了工程现场，你手头最常用、最好用的只有两句话：

• 虚断：运放输入端几乎不吸收电流，理想情况下输入电流为0。因为运放输入阻抗极高，JFET输入型运放可以达到10^12Ω以上，哪怕是一般的双极型运放，输入偏置电流也就是几十纳安到几百纳安量级，在大多数电流估算中可以忽略。
• 虚短：在负反馈闭环状态下，运放两个输入端的电压近似相等，即 V+ ≈ V-。

这两句话就是推导后面所有运放公式的“九九乘法表”。虚短成立的前提是电路必须处于负反馈闭环状态，而且运放没有进入饱和。一旦输出电压顶到电源轨，虚短立刻失效，公式也就不成立了。很多人搭完电路发现输出不对，第一反应是芯片坏了，其实先看一眼是不是输出早就饱和了，往往问题就出在这。

我习惯在推导任何运放电路时，先在草稿纸上写两个等式：流入反相端的电流之和等于0（虚断），反相端电压等于同相端电压（虚短）。后面20种电路，基本都是这两个等式变来变去。

1.2 选型时绕不开的三个参数：GBW、SR、失调电压

公式算得再漂亮，选错运放照样白搭。家用的NE5532、TL072、OP07大家都熟悉，但具体选型时，真正决定电路能不能用的参数往往不是“增益带宽积越大越好”，而是以下三个：

• GBW（增益带宽积）：运放的闭环带宽等于GBW除以闭环增益。NE5532的GBW约10MHz，如果你用同相放大做到40dB（100倍），那闭环带宽就只有10M/100 = 100kHz，再往上频率信号就会被压下去。实际设计我一般留3到5倍余量，也就是说需要100kHz带宽时，会让GBW/增益至少到300kHz以上。
• SR（压摆率）：这个参数管的是大信号快速变化的极限。计算公式是 SR ≥ 2π × f × Vpeak。比如要输出频率20kHz、峰值10V的正弦波，SR至少需要2×3.14×20000×10÷1000000 = 1.26V/us。记住大信号输出速度不够的时候，波形会变成三角波，这就是俗称的“压摆率失真”。
• Vos（失调电压）：通用运放一般是1mV到5mV级别，精密运放能做到10uV到50uV。如果需要放大1000倍直流信号，那么5mV的失调放大后就变成5V，直接掩盖真实信号。这种场景请直接换斩波稳零运放，不要在电路里折腾补偿。

2. 三种最基础的放大电路：后面所有电路都从这儿长出来

2.1 反相放大器：算增益别看错输入电阻

反相放大器是出镜率最高的电路，没有之一。结构一句话：信号从电阻R1进反相端，反馈电阻Rf从输出端接回反相端，同相端接地（严格讲是同相端接平衡电阻后接地）。

公式：

Vout = -Vin × (Rf / R1)

推导过程就是虚短虚断：同相端接地，反相端虚短到0V，所以R1上的电流是Vin/R1，反馈电阻Rf上的电流是Vout/Rf，两者相等（虚断），解方程就出来了。

这个电路有个隐藏坑：输入阻抗约等于R1。如果你用10kΩ做R1，那么信号源看到的是10kΩ负载，如果信号源内阻大或者驱动能力弱，还没到运放就已经被分压了。所以反相放大更适合信号源内阻已知且较小的场合。

再一个容易忽略的点：同相端要接一个平衡电阻，阻值取R1和Rf的并联值R1||Rf。目的是让两个输入端的直流偏置电流产生的压降尽量相等，减小失调误差。对JFET运放这类偏置电流小的芯片可以偷懒不接，但像NE5532、OP07这类双极型运放，建议还是老老实实接上。

2.2 同相放大器：输入阻抗高，但别忘了共模抑制比

同相放大器的结构是：信号直接进同相端，反相端通过R1接地，Rf跨接在输出和反相端之间。

公式：

Vout = Vin × (1 + Rf / R1)

推导方式一样：虚短让反相端电压等于Vin，反相端电流平衡，解出来就是(1+Rf/R1)。

同相放大器最大的优点是输入阻抗极高，信号源基本感觉不到负载，所以像驻极体麦克风、压电传感器这类高内阻源，后面第一级放大通常都是同相结构。

但这里有个容易忽略的点：同相放大时，两个输入端的电压都在跟着Vin浮动，也就是说运放输入端一直在承受共模电压。如果运放共模抑制比不够，这个共模电压就会变成输出误差。所以同相放大电路对运放的CMRR有要求，尤其是输入信号本身带有直流分量或共模干扰的时候，反相结构反而更有优势。

2.3 电压跟随器：当缓冲用很省心，但要防振荡

电压跟随器就是同相放大器的极端情况：R1不接，Rf直接短接，公式变成：

Vout = Vin

增益为1，输入阻抗极高，输出阻抗极低，用途是阻抗变换和缓冲隔离。比如传感器信号太弱带不动后级，先跟一级跟随器再进放大电路，信号基本不损失。

但是！电压跟随器非常容易自激振荡，尤其是输出端带电容性负载的时候。我见过不少人把跟随器输出直接通过长线接到下一级，结果高频振荡器由此诞生。原因在于容性负载引入了极点，让相位裕度变差。

实际对策很简单：在运放输出端串一个100Ω到470Ω的电阻再出去，就能有效隔离开容性负载。代价是输出阻抗变高，但对大多数负载来说完全够用。

3. 多路信号的加减法：加法器、减法器与差分放大

3.1 反相加法器：混音和DAC输出的好帮手

把多个反相放大器的输入端并联到同一个反相端，就得到反相加法器。

公式：

Vout = -Rf × (V1/R1 + V2/R2 + V3/R3 + ...)

如果R1=R2=R3=R，公式就简化为Vout = -(Rf/R) × (V1+V2+V3)。

这个电路在音频混音、DAC输出电流求和、多路传感器信号合并时特别常用。它的好处是各路输入之间互不影响，因为反相端虚地，每一路的输入电流都独立，不会串扰。

设计时最需要注意的仍然是饱和问题。比如两路各1V的信号，如果Rf/R设成5倍，理论输出是-10V，但运放供电只有±5V的话，输出早就顶死了。所以用加法器之前一定要先算最坏情况下的总输出幅度，再决定反馈电阻和供电电压。

3.2 差分放大器：共模抑制比才是它的命门

差分放大器的标准结构：V1通过R1进反相端，V2通过R3进同相端，反相端有反馈电阻Rf，同相端有接地电阻R4。取R1=R3、R2=R4时：

公式：

Vout = (R2 / R1) × (V2 - V1)

这个电路的核心价值是只放大两路信号的差值，把共模分量（比如两个信号里同时存在的噪声）压掉。高端电流检测、电桥传感器输出放大都是它的典型应用。

但教科书不会告诉你的是：这个电路的共模抑制能力很大程度上取决于电阻配对的精度。四个电阻只要有一点失配，共模信号就会被“转”成差模信号，CMRR直线下降。用1%精度的电阻，CMRR大约只有46dB左右；换成0.1%精密电阻，能到66dB。所以实际项目里如果要求高精度差分放大，我基本不会用分离电阻搭，而是直接用集成仪表放大器。

3.3 仪表放大器：三运放结构的教科书级方案

三运放仪表放大器是差分放大器的高端变体：第一级是两个同相放大器，输入信号分别进两个同相端，它们之间跨接一个增益电阻Rg；第二级是一个差分减法器。

第一级增益：

G1 = 1 + 2R1 / Rg

第二级通常做单位增益的差分减法，总增益：

G = 1 + 2R1 / Rg

这个结构的妙处在于：第一级两个同相输入端的输入阻抗都很高，且因为对称结构，共模信号在第一级输出端是相等的，到第二级差分减法时会被对消。所以共模抑制比可以做到很高，通常90dB以上。

自己用三个运放搭仪表放大器完全可行，但电阻匹配精度直接决定性能上限。如果项目对精度要求高，直接买集成方案，比如INA128这类芯片内部把电阻都激光调校好了，性能比自己搭的稳定得多，省心太多。

4. 跟频率打仗的电路：积分、微分与有源滤波

4.1 积分器：理论上无限增益，实际上必须限增益

把反相放大器的反馈电阻换成电容，就是积分器。

公式：

Vout(t) = -(1 / (R·C)) ∫ Vin(τ)dτ

这里电容的阻抗是1/(sC)，所以在频域上看，增益是1/(sRC)，低频增益无穷大。这个特性在电路里意味着：输入信号哪怕只有一点点直流偏置，积分器也会不停地把电容充到饱和，输出直接顶到电源轨。

所以实际的积分器必须在电容两端并联一个电阻Rf，用来限制低频增益。并联后电路的转折频率是：

f_low = 1 / (2π·Rf·C)

低于这个频率的信号就不再积分，而是被电阻衰减。Rf一般取几MΩ到几十MΩ，具体看信号的频率范围和积分时间常数。

还有一个细节：积分电容会累积输入失调电压和偏置电流。所以同相端同样要接平衡电阻，而且最好选择低失调、低偏置电流的运放。我用OP07做积分器的时候，因为偏置电流还算小，还勉强能用；如果换成LM324，输出可能一直在缓慢爬升，最后还是要从硬件上兜住。

4.2 微分器：噪声放大器，必须加限制才能用

积分器的孪生兄弟是微分器：

Vout = -R·C × dVin/dt

理想微分器的高频增益是无限大的，这对噪声来说简直是个灾难放大器。高频噪声经过微分后直接被放大到天上去，同时电路还容易因为高频增益过高产生振荡。

所以工程上的微分器都“不纯”：在输入电容前面串一个电阻Rin来限制高频增益，同时在反馈电阻两端并联一个小电容Cf来滤掉高频尖峰。修改后的频响变成一个带通特性，实际能用的频段非常有限。

我个人的建议是：除非你做的是脉冲边沿检测、锁相环里需要相位校正，否则现代设计中完全可以用有源滤波器替代微分器，稳定性和噪声表现都好很多。

4.3 一阶有源滤波器：转折频率和Q值这样算

一阶低通有源滤波器最简结构就是RC低通加运放缓冲：

转折频率：

fc = 1 / (2π·R·C)

比如R=10kΩ，C=10nF，fc = 1/(2×3.14×10000×10×10^-9) ≈ 1.59kHz。这个电路幅频特性在转折频率以后以-20dB/十倍频程滚降，虽然斜率不够陡，但胜在简单稳定。

如果需要更陡的滚降，就用二阶Sallen-Key结构。取R1=R2，C1=2C2时：

fc = 1 / (2π·R·√(C1·C2))

Q值近似为0.707，对应巴特沃斯特性，通带最平坦。

实际调试滤波器时，最常碰的问题是转折频率和计算值对不上。原因通常是电容误差太大，普通陶瓷电容误差能做到±20%，换成C0G电容或者薄膜电容，误差能控制到±5%以内，频率才准得起来。

5. 拿运放当“判官”：比较器与滞回比较器

5.1 开环比较器的正确用法和坑

很多人把运放直接接成开环当比较器用，原理上确实可行：V+ > V-的时候输出接近正电源，反过来输出接近负电源。

但工程上这其实是个馊主意。通用运放的开环增益非常高，哪怕输入端只有几微伏的差异，也会让输出快速切换，但你别忘了通用运放不是为高速比较设计的，压摆率不够，输出沿很慢；而且开环时运放没有负反馈，没有虚短保护，输入差分电压可能很大，容易把输入级打死。

更麻烦的是，如果输入信号在阈值附近带着噪声，输出会来回翻转，产生一堆毛刺。专用比较器芯片（如LM393、TL3116）有内置迟滞特性和开漏输出，专门解决这些问题。

如果你手头只有运放，又必须做比较器，那就别学“开环直驱”这种骚操作，至少加一个滞回电阻网络，下一步就说这个。

5.2 滞回比较器：阈值怎么算，抗干扰才有依据

滞回比较器（施密特触发器）的思路是：让阈值电压跟随输出状态变，形成一个“死区”。当输出在高电平VOH时，阈值被抬高；输出在低电平VOL时，阈值被拉低。这样输入信号在阈值附近抖动时，输出不会反复翻转。

同相滞回比较器的两个阈值：

V_H = Vref + (R1 / (R1 + R2)) × (VOH - Vref)

V_L = Vref - (R1 / (R1 + R2)) × (Vref - VOL)

滞回宽度就是：

ΔV = (R1 / (R1 + R2)) × (VOH - VOL)

设计时先根据噪声幅度确定滞回宽度ΔV，再反推R1和R2的比值。比如输出摆幅10V，噪声幅度0.1V，想让滞回宽度0.3V，那就取R1/(R1+R2) = 0.03，也就是R1=3kΩ，R2=97kΩ左右，取整后R1=3k，R2=100k即可。

滞回的教训是：不是越大越好。滞回太大会导致信号原本的正常过零被“吃掉”，尤其是小幅正弦波和低速变化的温度信号，阈值一旦设得太宽，输出可能永远不翻转。

6. 电流型电路：恒流源、V/I转换与精密整流

6.1 压控恒流源：虚短让电流与负载无关

利用运放的虚短和负反馈，可以做出输出电流与负载无关的恒流源。最经典的电路是Howland电流源，结构稍微复杂一点，需要两个电阻精确配对。

更简单实用的压控恒流源是：运放同相端接控制电压Vref，反相端接在采样电阻Rs的一端，输出通过晶体管放大电流，Rs另一端接地。因为虚短，Rs上的电压等于Vref，所以：

I_out = Vref / Rs

负载电流完全由输入电压和采样电阻决定，跟负载本身的阻值没有关系。比如Vref=1V，Rs=100Ω，输出电流就是10mA，管你后面接的是100Ω还是1kΩ的负载，电流纹丝不动。

恒流源最常见的用途是给PT100、热敏电阻、应变片这类电阻型传感器提供激励电流。注意Rs要选低温漂、高精度电阻，因为它直接把电流精度锁死了；晶体管则要注意散热，大电流时压降全在晶体管上，烫得能当加热器用。

6.2 V/I转换：4-20mA信号就是这样来的

工业现场最常见的信号形式是4-20mA电流环，它的好处是传输线电阻不影响信号精度，而且电流信号不容易被噪声干扰。V/I转换就是把电压信号线性映射成电流。

公式原理跟恒流源一样，用Rs采样电流，运放比较采样电压和输入电压，驱动三极管或场效应管调节电流。再加一个偏置项，让0V输入对应4mA输出，满量程20mA对应满量程电压。

实际项目中直接用XTR115这类专用V/I转换芯片更省事，它内部集成了精密基准、运放和安全限流功能。自己用分离运放搭也能做，但温漂和精度差距明显。

6.3 精密全波整流：二极管压降可以被运放“吃掉”

普通二极管整流在小信号下根本不能用，因为0.7V的导通压降会直接把小信号“吃”掉。运放精密整流的思路是：把二极管放到反馈环路内部，通过负反馈自动补偿二极管的压降。

最简单的精密半波整流电路：二极管在反馈回路里，输入为正时，运放输出正向驱动，二极管导通，Vout = Vin；输入为负时，运放输出负向，二极管截止，Vout = 0。因为二极管压降被环路增益除以了，所以等效压降可以做到毫伏级别以下。

全波整流（绝对值电路）通常用两个半波整流器加一个加法器组合。第一级输出半波整流结果，第二级把原信号和整流后的信号先放大再相加，最终得到Vout = |Vin|。

这个电路在交流信号检测、RMS测量、音频电平表里非常常见。用到的运放必须是双电源供电，因为输出要为负；如果只有单电源，得先把信号抬高到电源中点才能做精密整流。

7. 体积不大但很好用的特殊电路

7.1 峰值检测和采样保持

峰值检测电路的核心是二极管、电容和运放。输入信号对电容充电到峰值后，二极管反向截止，电容把峰值电压保持住，再用一个高输入阻抗的缓冲运放把电压隔离出来。

实际上二极管压降同样是个问题，所以一般把二极管放反馈环里，或者用超低导通压降的二极管。保持时间的长短取决于电容的漏电和缓冲运放的偏置电流，所以电容要用低漏电的薄膜电容或C0G陶瓷电容，运放也尽量选JFET输入型。

如果你需要“在某个时刻锁住当前值”，就在电容旁边加一个MOS开关，定时开通一次把当前电压采样进来，这就是采样保持电路。ADC前面的抗混叠和精确采样经常用到它。

7.2 对数放大器与乘法器

对数放大器利用PN结的指数伏安特性，把输入电压取对数。输出电压和输入电压近似成对数关系：

Vout ≈ -V_T × ln(Vin / (IS·R))

它能把超声、光电检测等动态范围很大的信号压缩成便于ADC处理的窄范围。代价是强烈依赖温度，因为V_T（热电压）和IS都会随温度变化，所以实用对数放大器都要做温度补偿，或者直接买集成芯片，比如LOG112。

乘法器是另一个经常被低估的模块。集成乘法器AD633的输出公式是：

Vout = (X1 - X2) × (Y1 - Y2) / 10V

它可以用来做自动增益控制、功率测量（电压电流相乘）、频率调制解调、倍频器。我见过很多人用4个运放搭差分放大器去替代乘法器，结果精度和温漂一塌糊涂，这种场合还是老老实实上专用芯片划算。

7.3 运放自己的电源问题：退耦、负压和基准源

所有运放电路，不管多简单，都必须注意电源这个“后厨”问题。每个运放的电源脚正负电源都要就近放一个0.1uF陶瓷电容，再配合一个10uF电解电容做低频退耦。陶瓷电容一定要贴着电源引脚放，走线长了退耦效果会大打折扣。

单电源系统的负压生成，常用方法是电荷泵IC，比如LMC7660、TPS60400，把正电压反转成负电压，电路就是芯片官网典型接法那几颗电容，非常简单。如果对负压纹波有严格要求，后面可以再接一个低噪声LDO。

基准源方面，TL431是最经典的“可调稳压基准”，它的精密基准电压是2.5V，通过两个电阻分压可以设置成任意电压值。但要注意TL431在低压差场景下稳定性一般，需要保证工作电流范围，手册里的阴极电流最小值要满足，否则输出会抖动。

8. 实战中经常踩的坑：自激、噪声与失调排查

8.1 4558做70倍增益，先算算带宽再问会不会自激

网上经常有人拿JRC4558做70倍音频放大，然后问会不会自激。这个问题不能拍脑袋，先算带宽：4558的GBW典型值是5.5MHz，70倍增益对应闭环带宽约为5.5M/70 ≈ 78.6kHz。对20Hz-20kHz的音频信号来说够用，但78kHz带宽意味着在音频高端附近相位裕度已经开始吃紧。

如果PCB布局糟糕、输入输出走线靠得太近、电源退耦不到位，或者输出端带着几十上百pF的容性负载，那确实可能出现高频自激，表现为输出波形发毛、发烫、静态电流突然增大。

我的对治措施有三条：

• 输出串100Ω左右隔离电阻，把容性负载和反馈环隔开。
• 反馈电阻尽量用小阻值，比如1k+68k，而不是10k+680k。阻值越大，杂散电容带来的极点越低，越容易振荡。
• 电源脚必须放0.1uF陶瓷电容，而且电容必须贴脚放。

8.2 失调电压的测量与补偿

如果你想确认某个运放的失调电压到底多大，搭一个单位增益跟随器就行，输入接地，输出端用万用表量出来的电压就是Vos。当然这要求运放输入偏置电流在可接受范围内，否则偏置电流在输入源电阻上的压降会污染测量结果。

很多电路对失调不敏感，比如交流耦合的音频电路，失调电压只影响静态工作点。但如果做直流放大，尤其是高增益直流放大，失调就是头号敌人。补偿办法有两个方向：一个是硬件补偿，在失调校正引脚（如果有）接电位器，或者在不影响信号通路的前提下注入一个反向微调电压；另一个是软件校准，先把零点误差测出来，在软件里减掉，这个方案在嵌入式系统里更常见、更便宜。

8.3 常见问题速查表

把平时被问得最多的几个问题整理成一张表，方便对照排查。

8.4 设计经验：搭运放电路记住这三个顺序

最后再说说我的个人经验。刚入门的人喜欢一上来就对着公式算电阻值，然后把电路搭完通上电，出了问题就怀疑芯片。踩过几次坑之后，我的固定流程变成：

第一步，先定电源和功耗，看清楚输出摆幅需要多高，这决定了运放选型和供电方案，也是最容易被忽略的一步。

第二步，再算静态工作点。确认输入端在正常工作时不会超过共模输入范围，输出不会饱和，放大倍数是否会让信号顶到电源轨。

第三步，最后才考虑带宽、噪声、稳定性这些动态指标。这时候再回头查GBW、SR、相位裕度，思路就会非常清晰。

照这个顺序来，90%以上的运放电路“一次点亮”是完全可以做到的。剩下的那10%，也不全是运气问题，往往出在PCB布局、退耦电容位置这些“看不见”的地方，那就照着前面第8.1节的方法一项项排查吧。