基于STM32的DCM模式BUCK变换器：硬件设计到PI调参实战

简介：面向STM32单片机毕设与课程设计场景的完整DCM模式BUCK变换器设计工程，适合电子、嵌入式方向学生参考实现降压变换器的闭环控制。压缩包共227个文件，包含60个.h头文件与55个.c源码文件，覆盖STM32初始化配置、定时器PWM生成、ADC电压采样、PID控制算法等核心逻辑；另附原理图与PCB工程文件（schdoc/pcbdoc）、芯片封装库以及PDF、Markdown说明文档，还有工程配置、调试日志和README，便于按模块研读与二次开发。包体约32.62MB，已有153人学习浏览。整套资料从硬件选型、电路布局到固件实现均有体现：硬件侧涵盖开关管驱动、电感电容选型及反馈检测电路；软件侧可直接对照STM32外设驱动代码，理解DCM断续模式下输出电压与占空比、开关频率的关系，掌握其稳态分析与控制策略。同时提供可编译的工程文件和辅助脚本，能帮助快速复现实验环境，适合课程答辩、毕设冲刺及电源变换入门者深度练习。

1. 基于STM32的DCM模式BUCK变换器：一半时间焊板子，一半时间调PI

看到“基于STM32的DCM模式BUCK变换器”这个题目，大多数人以为它是个电源硬件题，做起来才发现时间全花在软件上。它要做的事很具体：用STM32输出PWM驱动一只MOS管，电感和二极管、电容组成降压电路，ADC实时采样输出电压，数字PI调节占空比，让电压在负载变化时稳在目标值。DCM是电感电流断续模式，每个开关周期电感能量都放空，轻载效率高、动态响应直接，因此在课程作业和毕设里出镜率很高。适合谁：想做数字电源方向的本科生，想在课设里一次打通STM32定时器、ADC、中断的嵌入式学生，以及刚开始接触开关电源控制的工程师。这里不讲解压包内容，只把做这个方向真正的功夫——电路参数、采样点、PI调参和调试手段——讲透。

2. DCM模式下的BUCK主电路与STM32控制分工：电感临界值、采样点与外设分配

DCM这个模式看着只是电感电流断流，但正是这一点改变了整个控制设计的前提。CCM下BUCK是二阶系统，控制到输出的小信号传递函数带有右半平面零点，数字补偿做起来别扭；DCM下电感电流在每个周期末归零，输出对占空比的响应退化成近似一阶系统，没有右半平面零点，理论上更容易伺候。代价是控制增益不固定，会随输入电压和负载跑。毕设里不需要把传递函数推导到多深，但得知道“增益会变”这件事，后面调PI才不会对着示波器发呆。

2.1 DCM的三个工作阶段：为什么这个模式适合数字控制

一个开关周期内，DCM-BUCK拆成三段看。第一阶段，开关管导通，输入电源通过电感和负载通路，电感电流从零线性上升，斜率近似为(Vin-Vout)/L。第二阶段，开关管关断，续流二极管导通，电感电流从峰值线性下降，降到零为止，斜率为-Vout/L。第三阶段，二极管也截止，电感电流保持为零，负载完全靠输出电容供电，开关节点电压回落到近似Vout。前两个阶段完成能量传递，第三个阶段只是让系统喘口气。

这个三阶段划分直接决定控制设计。好的一面是DCM下没有CCM那个讨厌的右半平面零点，环路相位裕度好凑，用简单的PI就能压住。不好的一面是，三角形电流在一个周期内传递的能量与占空比的平方近似成正比，控制增益天然非线性；负载越轻，等效增益变化越明显。毕设做DCM通常把负载范围限定得窄一点，比如0.2A到1A，设计时让最低负载也落在DCM区间，这样PI整定只需在有限几个工作点上验证。

另一个实际现象：DCM第三阶段，开关节点SW波形会有振铃。这是电感寄生电容、绕组分布电容和二极管结电容一起谐振出来的，幅值可以到几伏。振铃本身不致命，但它会污染ADC采样。很多第一次做这个项目的人把采样放在PWM周期任意时刻，读回来的电压乱跳，最后发现根子在这里。所以软件上的采样触发必须和PWM硬件同步，第3章会专门讲怎么绑。

2.2 电感、电容与开关频率计算：保证整个负载范围都断续

DCM和CCM的分界电感公式是：Lcrit=(1-D)×R/(2×f)。D是稳态占空比，R是等效负载电阻Vout/Iout，f是开关频率。电感小于这个值，就工作在DCM。

拿毕设最常见的指标算一遍：输入12V，输出5V，输出电流范围0.2A到1A，开关频率定为50kHz。占空比D≈5/12=0.42，满载1A时R=5Ω，Lcrit=5×0.58/(2×50000)=29μH；轻载0.2A时R=25Ω，Lcrit=145μH。想在整个负载范围保持DCM，看最苛刻的点——满载时最容易滑进CCM，所以电感要取小于29μH的值。实际取22μH，满载留了余量，轻载更不会断流。

电感定了以后，峰值电流按压差算：Ipk=(Vin-Vout)/L×D×T=(12-5)/22μ×0.42×20μ≈2.67A。MOS管按两倍裕量选，耐压30V以上、电流5A以上，常见型号IRLR2905、AO4406A都够。续流二极管务必用肖特基，SS54这类即可，普通快恢复管的反向恢复电荷在DCM下会变成明显损耗和额外振铃，实测效率能差出好几个点。

输出电容纹波在这个阶段主要由放电决定，粗算ΔV≈Iout×T/C。1A、20μs、470μF，纹波约43mV。如果指标要20mV，就得加大电容或提高频率后重新折中。开关频率、电感、电容三者互相牵制，建议先定频率，再算电感，最后用电容补纹波。

2.3 STM32在环路中的分工：PWM、ADC触发和中断优先级一张表格理清

闭环回路的实时路径是：TIM1生成PWM，占空比由PI决定；TIM1的触发信号同步启动ADC采样；ADC转换完成后进入中断，在中断里读取反馈、执行PI计算、更新下一次PWM脉冲；主循环只负责显示、按键和状态切换，不参与环路计算。这样的架构保证控制周期严格等于PWM周期，不会因为主循环里某段代码跑久了而抖动。

外设分配可以按下面这张表落地。TIM1_CH1做PWM输出，中心对齐模式；TRGO触发ADC；一路ADC通道采集输出电压分压值；两路DAC留作调试信号；另留一个GPIO接硬件过流比较器的输出，做快速保护。

中断优先级必须明确：ADC转换完成中断的优先级高于串口调试和系统tick。环路周期被串口阻塞几十微秒，输出就跟着抖几十微秒，示波器上看到的是开关周期忽长忽短，排查起来非常绕。如果上了FreeRTOS，PI计算别放在线程里，放在中断里做完，只通过标志位把结果交给主循环。调度延迟对数字电源的环路来说是灾难，宁可在主循环里少做点事，也别让环路等任务切换。

3. 用STM32把DCM-BUCK闭环跑起来：中心对齐PWM、ADC触发采样与PI控制代码

这一章用标准库写法描述，寄存器思路可以直接搬。代码分三段：TIM1配置、ADC加DMA采样与滤波、PI控制器与占空比更新。每个代码块后面说清为什么这样写、参数怎么改、失败时重点看哪里。

3.1 先配置TIM1：中心对齐PWM和TRGO触发ADC为什么是绝配

中心对齐模式下，计数器从0升到ARR再降回0，PWM输出关于周期中心对称。Update事件发生在计数器到达ARR或归零时，对应的是PWM周期内开关动作已经结束、电感电流回到零附近的时刻。在DCM-BUCK里，这个时刻正好落在第三阶段，ADC在这里触发，采样到的开关节点相对干净，能避开续流二极管反向恢复带来的毛刺。所以TIM1的配置不只是出个PWM，它还决定了整条采样链路的质量。

/* 时钟使能：TIM1、GPIOA、ADC1一起打开 */ RCC_APB2PeriphClockCmd(RCC_APB2Periph_TIM1 | RCC_APB2Periph_GPIOA | RCC_APB2Periph_ADC1, ENABLE); /* PA8复用推挽输出，用于TIM1_CH1 */ GPIO_InitTypeDef gi; gi.GPIO_Pin = GPIO_Pin_8; gi.GPIO_Mode = GPIO_Mode_AF_PP; gi.GPIO_Speed = GPIO_Speed_50MHz; GPIO_Init(GPIOA, &gi); /* 中心对齐模式1，ARR=719 */ TIM_TimeBaseInitTypeDef tb; tb.TIM_Prescaler = 0; tb.TIM_CounterMode = TIM_CounterMode_CenterAligned1; tb.TIM_Period = 719; tb.TIM_ClockDivision = 0; TIM_TimeBaseInit(TIM1, &tb); /* PWM模式2，初始比较值180，占空比25% */ TIM_OCInitTypeDef oc; oc.TIM_OCMode = TIM_OCMode_PWM2; oc.TIM_Pulse = 180; oc.TIM_OutputState = TIM_OutputState_Enable; oc.TIM_OCPolarity = TIM_OCPolarity_High; TIM_OC1Init(TIM1, &oc); /* 用Update事件作为TRGO，触发ADC采样 */ TIM_SelectOutputTrigger(TIM1, TIM_TRGOSource_Update); /* 主输出使能，启动定时器 */ TIM_CtrlPWMOutputs(TIM1, ENABLE); TIM_Cmd(TIM1, ENABLE);

逻辑说明：TIM1挂在APB2上，计数时钟72MHz。中心对齐模式下完整PWM周期是2×(ARR+1)个计数时钟，所以ARR=719时开关频率为72M/(2×720)=50kHz。Pulse=180意味着比较值占720个计数的25%，对应一个偏保守的初始占空比，环路跑起来以后这个值会被PI接管。PWM模式2的输出极性是电平反相，配合中心对齐模式1，波形在周期中间完成翻转，实测电磁噪声比边沿对齐模式更小。

预分频这里尽量保持为0，用ARR调频率。如果把预分频设成1，计数时钟变36MHz，要达到同样50kHz，ARR变成359，占空比量化步进直接翻倍，PWM分辨率变差。这个细节很多人初始化时随手写个分频，直到输出静差调不下去才回头找原因。要降低开关频率来提升分辨率，正确做法是保持PSC=0，把ARR加大，比如ARR=1799对应20kHz，占空比细分提高到1800级，约等于11bit分辨率。

3.2 采样部分：ADC外部触发加DMA滤波，把毛刺压下去

ADC由TIM1 TRGO硬件触发，每次PWM周期启动一次规则转换，DMA把结果循环搬进内存。CPU不需要盯着转换完成标志，只在PI要读数据时从数组里取。配置代码：

/* ADC1独立模式，单通道，关闭连续转换，外部触发选TIM1_TRGO */ ADC_InitTypeDef ai; ai.ADC_Mode = ADC_Mode_Independent; ai.ADC_ScanConvMode = DISABLE; ai.ADC_ContinuousConvMode = DISABLE; ai.ADC_ExternalTrigConv = ADC_ExternalTrigConv_T1_TRGO; ai.ADC_DataAlign = ADC_DataAlign_Right; ai.ADC_NbrOfChannel = 1; ADC_Init(ADC1, &ai); /* 通道5，采样时间7.5周期 */ ADC_RegularChannelConfig(ADC1, ADC_Channel_5, 1, ADC_SampleTime_7Cycles5); ADC_ExternalTrigConvCmd(ADC1, ENABLE); ADC_DMACmd(ADC1, ENABLE); /* DMA1通道1，外设地址为ADC1数据寄存器，循环模式 */ DMA_InitTypeDef di; di.DMA_PeripheralBaseAddr = (uint32_t)&ADC1->DR; di.DMA_MemoryBaseAddr = (uint32_t)adc_buf; di.DMA_DIR = DMA_DIR_PeripheralSRC; di.DMA_BufferSize = ADC_BUF_LEN; di.DMA_PeripheralInc = DMA_PeripheralInc_Disable; di.DMA_MemoryInc = DMA_MemoryInc_Enable; di.DMA_PeripheralDataSize = DMA_PeripheralDataSize_HalfWord; di.DMA_MemoryDataSize = DMA_MemoryDataSize_HalfWord; di.DMA_Mode = DMA_Mode_Circular; di.DMA_Priority = DMA_Priority_High; di.DMA_M2M = DMA_M2M_Disable; DMA_Init(DMA1_Channel1, &di); DMA_Cmd(DMA1_Channel1, ENABLE);

滤波函数用一个8样本的环形缓冲，去掉最大最小再平均：

#define ADC_BUF_LEN 8 volatile uint16_t adc_buf[ADC_BUF_LEN]; uint16_t get_feedback_mv(void) { uint32_t sum = 0; uint16_t minv = 0xFFFF, maxv = 0; for (int i = 0; i < ADC_BUF_LEN; i++) { sum += adc_buf[i]; if (adc_buf[i] < minv) minv = adc_buf[i]; if (adc_buf[i] > maxv) maxv = adc_buf[i]; } sum -= minv + maxv; uint16_t avg = (uint16_t)(sum / (ADC_BUF_LEN - 2)); return (uint16_t)((uint32_t)avg * 3300 / 4095); }

逻辑说明：DMA循环模式下，ADC每完成一次转换，结果自动写入数组中下一个位置，写满8个再回到开头。滤波函数做的事是掐头去尾，把最大的毛刺和最小的异常值丢弃，剩下的6个样本平均。这个策略比单纯滑动平均更能抑制开关振铃和偶然尖峰，代价是引入约160微秒的延迟，等价于一个几千赫兹的低通，环路带宽必须压在它下面。

分压电阻网络要注意输入阻抗。常见的10k和4.7k分压，输出5V分到3.3V以内，等效源阻抗约3k，7.5周期采样时间够用。如果分压电阻取到100k量级，采样时间要提到13.5周期甚至更长，或者并联一个nF级电容做电荷缓冲。还有一个隐蔽问题：ADC基准就是VDDA，电源纹波太脏，VDDA抖动会直接变成采样误差。PCB上VDDA和VSSA引脚要用磁珠或小电感隔离，旁边放一个10uF和100nF，别图省事直接接电源。

3.3 数字PI的写法：占空比限幅、积分抗饱和与DCM增益补偿

位置式PI在数字电源里够用，关键是积分限幅和输出限幅必须一起做，否则上电瞬间积分冲到高位，输出电压要振荡好几轮才能拉回来。实现如下：

typedef struct { float kp; float ki; float integral; float out_max; float out_min; } Pid_t; /* 位置式PI，输出为0~1的占空比值 */ float pid_run(Pid_t *p, float ref, float fb) { float err = ref - fb; p->integral += p->ki * err; if (p->integral > p->out_max) p->integral = p->out_max; if (p->integral < p->out_min) p->integral = p->out_min; float out = p->kp * err + p->integral; if (out > p->out_max) out = p->out_max; if (out < p->out_min) out = p->out_min; return out; } /* 初值：Kp=0.2，Ki=0.03，占空比范围5%~90% */ Pid_t pi = { .kp = 0.2f, .ki = 0.03f, .integral = 0.2f, .out_max = 0.90f, .out_min = 0.05f }; /* 在ADC采样完成后调用，ref和fb单位都是mV */ float duty = pid_run(&pi, 5000.0f, get_feedback_mv()); /* 更新PWM比较值，ARR+1=720 */ TIM_SetCompare1(TIM1, (uint16_t)(duty * 720.0f));

逻辑说明：积分项累加的是毫伏级别的误差，Ki的量纲要跟着反馈量走。初值把integral设成0.2，意思是上电时不等反馈建立就先给20%占空比，启动反应快，又不会直接顶到满占空比。输出限幅0.9和0.05是保护：低于5%占空比会让电路在DCM和CCM边界附近滑动，高于90%会让电感峰值电流过大。这个双限幅同时作用于积分和输出，是抗积分饱和最简单的落地写法。

DCM下还必须处理控制增益随输入电压漂移的问题。同样一组Kp和Ki，12V输入下输出5V稳得很，换到24V输入可能就开始低频振荡。常见做法是在PI输出上乘一个归一化系数：duty_final = duty × (Vout_rated / Vin_measured)。这个乘法本质是输入电压前馈，让环路直流增益不随母线电压变化。Vin_measured可以靠另一路ADC分压采样，也可以只在代码里用常量表示设计输入电压，省一路采样但工作点变化时表现会差。

参数整定顺序建议：先把Ki设成0，只留Kp，从0.1开始加，加到输出出现轻微临界振荡，然后取当前值一半作为工作点Kp。再恢复Ki，从0.01慢慢涨，每次加完都做一次空载到满载阶跃，观察恢复时间和超调。DCM的增益会随负载变化，所以阶跃测试不能只测一个点，至少轻载、半载、满载三个工作点各跑一遍。

4. DCM-BUCK调试避坑：五个看到过的翻车现场与修复思路

数字电源比模拟电源多一个“黑匣子”问题：你以为ADC读的是输出电压，其实它读的是振铃；你以为PI参数不对，其实是PWM分辨率不够。下面五条是这个项目里最常踩的坑，每条按现象、原因、解决展开。

4.1 采样值乱跳，纹波呈锯齿状

现象：示波器看输出电压只有几十毫伏纹波，但ADC读回来的反馈跳几百毫伏，PI输出跟着抖，输出电压反而出现锯齿状波动。

原因：采样点落在开关节点振铃上，或者落在续流二极管反向恢复时段。DCM第三阶段SW节点振铃幅值能到几伏，ADC刚好在振铃峰值触发，读数自然离谱。

解决：先确认ADC是TIM1 TRGO触发，不是软件轮询。软件轮询无法和PWM保持同步，必须改成硬件触发。第二步把采样时刻往周期中间挪，中心对齐模式下Update正好在计数顶点，一般落在振铃衰减后的平稳区。第三步，如果还有毛刺，在ADC输入分压后再并一个几nF的电容，和分压电阻组成低通，截止频率放在几十kHz，别压到环路带宽附近。

4.2 负载切换时电感啸叫

现象：空载到1A来回切换，电感发出吱吱声，输出有轻微波动。用电流探头看电感电流，波形在断续和连续之间来回游移。

原因：负载超出DCM设计范围，电感电流不再归零，系统从DCM单极点变成CCM双极点加右半平面零点，原PI相位裕度不够，占空比在边界反复调整，产生音频段的可闻噪声。另一个常见诱因是占空比下限设太低，轻载时PI把占空比压到极限附近，一点扰动就滑到CCM。

解决：先核对设计边界，满载时Lcrit是否留够余量。2.2节算出来满载Lcrit是29μH，取22μH就是为了给满载DCM留裕量。如果负载范围确实超了，要么重算电感，要么在软件里做DCM和CCM的增益切换。毕设里最务实的办法是限制负载范围并在设计说明里写清楚，避免验收时被人拿2A负载挑战。

4.3 PI参数在5V输出稳，改到12V就振荡

现象：输入电压从12V改成24V，输出目标不变，同样的Kp和Ki突然压不住，输出电压出现几十赫兹到几百赫兹的低频波动。

原因：DCM下控制到输出的直流增益不是常数，近似正比于输入电压。Vin翻倍，环路增益跟着翻倍，相位裕度掉下来，临界振荡自然出现。这是原理带来的行为，不是代码写错。

解决：加上文说的输入电压前馈，duty乘以Vin_rated/Vin。实现时多用一路ADC通道采集输入电压分压，每轮控制循环顺带更新。如果不想多花钱，只按设计输入电压做常数补偿，也能改善一半。演示时用开关切换输入电压，这个前馈效果在示波器上一眼能看出来，适合写进答辩材料。

4.4 上电瞬间MOS烧坏

现象：一上电就听见响声，MOS管和保险丝一起坏掉。换上器件再上电，还是同样结局。

原因：上电瞬间输出电容电压为零，反馈误差最大，PI输出直接顶到占空比上限。MCU的ADC基准还没建立时，采样可能一直读到零，环路认为自己离目标很远，继续加大占空比，电感峰值电流冲到十几安，MOS直接过流击穿。

解决：软件上必须做软启动。上电后占空比从一个很低的值按步进爬升，比如每10ms增加0.5%，同时把PI积分初始化为当前占空比而不是零，避免积分从零追导致过冲。硬件上在低边加采样电阻和比较器，比较器输出接到TIM1的BKIN刹车引脚，电流超过阈值立即把PWM打到无效电平。刹车引脚是定时器硬件行为，比外部中断快一个数量级，能在单个PWM周期内完成保护，这个脚值得为它留一个GPIO。

4.5 输出与目标总有0.02V静差，占空比在小数位跳动

现象：闭环看起来在工作，但输出电压和目标始终差20mV左右，示波器看占空比在几个离散值之间来回跳，输出有很弱的极限环。

原因：PWM分辨率不够。50kHz时ARR=719，占空比最小步进是1/720，约1.4%，折算到输出电压就是70mV。反馈误差小于一个量化步进时，PI无论怎么算，占空比都落不进能消除误差的那一格，系统就在相邻两格之间循环。

解决：优先提高PWM分辨率，把开关频率降到20kHz，ARR加到1799，分辨率约11bit，输出步进降到2.8mV左右。如果必须保留50kHz，就做软件dither，把占空比的小数部分按超帧累积，每攒够一个整数步就插入一个加1的周期：

/* duty_permille是千分比占空比，范围50~900 */ static uint32_t frac = 0; uint16_t pulse_main = (uint16_t)((uint32_t)duty_permille * 720 / 1000); /* 余数累积，满1000则多一个PWM周期补偿 */ frac += ((uint32_t)duty_permille * 720) % 1000; if (frac >= 1000) { frac -= 1000; pulse_main += 1; } TIM_SetCompare1(TIM1, pulse_main);

逻辑说明：这个dither用1000个PWM周期做超帧，每周期不足1的余数攒着，攒够就多出一个比较值，等效分辨率从720细分提升到720000。代价是开关频率附近多了一点边带频谱，但超帧时间远小于环路时间常数，闭环影响可以忽略。实际调试时这个“占空比跳格”问题很隐蔽，建议先查分辨率再动PI，否则你会把极限环当成噪声调上一整天。

5. 把PI输出“晒”到示波器：DCM-BUCK调试中一个不被注意的技巧

调数字电源最怕黑匣子。你只能看到输入输出电压电流，环路内部在干什么完全不知道。一个低成本做法：用STM32自带的DAC当示波器通道，把关键变量实时映射成电压，普通示波器就能直观看到PI在追什么、限幅有没有顶到、积分有没有饱和。

5.1 用一个DAC输出内部变量

STM32F103有两个12位DAC，足够同时看两个量。我用通道1输出占空比，通道2输出误差。每128个PWM周期刷新一次，避免DAC写入太频繁影响ADC采样时序。

static uint32_t dbg_cnt; void debug_dump_task(float ref_mv, float fb_mv, float duty) { if ((++dbg_cnt & 0x7F) != 0) return; /* 128周期刷新一次 */ /* 通道1：占空比，映射到0~3.3V */ float d = duty; if (d < 0) d = 0; if (d > 1) d = 1; DAC_SetChannel1Data(DAC_Align_12b_R, (uint16_t)(d * 4095)); /* 通道2：误差，正负500mV映射到0~3.3V */ float e = (ref_mv - fb_mv) / 500.0f; if (e < 0) e = 0; if (e > 1) e = 1; DAC_SetChannel2Data(DAC_Align_12b_R, (uint16_t)(e * 4095)); }

逻辑说明：DAC输出直接接示波器探头即可，不用加运放。占空比通道看的是驱动信号在怎么变化，误差通道看的是PI正在追的方向。如果两个通道都在振荡，说明环路相位裕度不够；如果占空比顶着上限，说明抗饱和或软启动有问题。这类判断比盯着输出波形猜快得多，尤其是采样时刻不对、占空比跳格这类问题，DAC上一眼就能看出来。

5.2 验证DCM-BUCK的三种波形记录法

课程设计答辩和毕设验收时，拿得出手的数据有三组。第一组是稳态波形，PWM、SW节点、电感电流、输出电压四路同时记录，重点看电感电流是否真断流，SW振铃是否被抑制，输出电压纹波是否在指标内。第二组是阶跃响应，用电子负载或一只MOS管切换电阻负载，记录输出电压的跌落、恢复时间和超调量。恢复时间在几百微秒内对这个功率等级就算合格，响应太慢说明Ki偏保守，来回振荡说明Kp偏大。第三组是效率曲线，从10%负载到满载扫几个点，DCM的优势在轻载效率，曲线画出来如果轻载最高、满载下降，就很好地把DCM的特点表达出来了。测量输入功率时注意电流表引线尽量短，线束电感会造成读数跳动。

我自己第一次做这个项目的教训是：一开始所有时间都花在PI参数上，后来才发现采样时刻才是最大的坑。现在做任何数字电源，都会先把采样点、PWM分辨率、软启动这三件事钉死，再回头整定参数。这个思路对你应该也有用，希望帮到你。

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