单相在线式UPS双变换设计与掉电切换调试

简介：面向备战2020年TI杯大学生电子设计竞赛的参赛学生与指导教师，这份PDF收录了单相在线式不间断电源（B题）的完整赛题原文，可用于快速核对题目指标、梳理UPS设计任务与评分要点。内容围绕交流正弦波在线式UPS展开，明确U1=36V、Uo=30V±0.2V、f=50±0.2Hz等关键参数，并给出负载调整率SI≤0.5%、电压调整率SU≤0.5%、THD≤2%、交流断电切换至24V直流储能供电及效率η等要求；同时附有设计报告评分表与说明，界定SI、SU、η的计算方法、变压器构成、测试点设置和过压过流保护等注意事项。资源包共1个PDF文件，约411KB，篇幅精炼，便于打印或分屏查阅。已有4300人学习下载，适合参赛者对照赛题逐项自查方案完整性，也便于指导教师据此把握命题重点和报告评分维度。

1. 单相在线式不间断电源（B题）：为什么"在线"两个字让难度翻了三倍

把市电插头拔掉的那一瞬间，示波器上那条 50 Hz 正弦不能有一丝缺口，负载端的有效值波动不超过 ±5%，一个工频周期内回到稳态——这是单相在线式不间断电源（B题）最核心的验收动作。在线式即双变换：正常工作时输出也由逆变器供给，市电只负责送能量，电池只负责在后备时间里顶上去。于是 AC-DC、电池充放电、DC-AC 三条通路必须同时在跑，任何一条抖一下，输出就跟着抖。很多队伍把精力全压在逆变 SPWM 上，结果拔电那 20 ms 翻车，问题其实出在前级母线电容和电池升压环的带宽上。这篇写给两类人：正在准备电源类赛题、需要从零把整机调通的人，以及做小功率 UPS、储能逆变、在线式供电模块，需要一份可复现参数表的工程师。

2. 双变换链路定案：48V 母线、24V 电池与 100VA 逆变级的参数怎么算

先把指标钉死，后面所有器件都从这张表里长出来。我在复现这类题目时习惯用下面这组自定指标（具体以题目原文为准，这里只作为设计输入）：输入 AC 24 V±10%/50 Hz，输出 AC 24 V/50 Hz、额定 100 VA、短时 200 VA，母线 DC 48 V，电池 24 V/7 Ah，输出电压稳定度 ±1%，线性负载 THD < 2%，切换时间 0 ms。

链路顺序是：输入 EMI 滤波 → 整流桥 → Boost 升压到 48 V 母线 → 全桥逆变 → LC 滤波 → 输出继电器 → 负载；电池经一个双向 Buck-Boost 挂在 48 V 母线上，市电在时它当充电器，市电没了它当升压源。这样划分的好处是每一级都能单独上电验证，出问题不用整机陪跑。

2.1 母线电压为什么定 48V：整流峰值、Boost 占空比与保持时间一起算

输入 24 Vrms 的峰值是 34 V，整流桥两个二极管压降按 1.4 V 算，直流侧最低点约 32.6 V。母线必须高于这个峰值，否则 Boost 在输入电压顶峰附近失去升压能力，电感电流会失控。48 V 给出的最高占空比是 D_max = 1 − 32.6/48 ≈ 0.32，最小占空比出现在峰值处约 0.29，整个工频周期里占空比都在 0.3 附近小幅浮动，这对电感设计和电流环来说是最舒服的区间。如果母线取 36 V，峰值处几乎没余量，输入电压一跌到 −10% 就直接掉出升压区，这是最常见的选型翻车点。

Boost 电感按电流纹波 30% 取值。满载输入功率约 110 W，输入有效电流 4.6 A，峰值 6.5 A，取纹波 2 A：

L = Vin_pk × D / (ΔI × fsw) = 34 × 0.29 / (2 × 100000) ≈ 49 µH

实际取 47 µH 的铁硅铝磁环，饱和电流留到 12 A 以上。母线电容按保持时间算，用来顶住"检测到掉电 + 电池升压环建立"这段空窗。检测延时按 2 ms 设计，允许母线从 48 V 跌到 42 V：

C = 2 × P × Δt / (V1² − V2²) = 2 × 110 × 0.002 / (48² − 42²) ≈ 815 µF

实取 2×470 µF 电解并联，每个并 0.1 µF 陶瓷。这 940 µF 就是整机的"后悔药"，后面所有切换时间的指标都靠它兜底。

注意：母线电容的 ESR 比容值更影响纹波和发热，选 105℃、低 ESR 的型号，别拿普通品凑数。

2.2 电池组电压与挂母线的方式：为什么不用 48V 电池直挂

电池挂母线只有两条路。第一条是直挂：电池电压等于母线电压，中间只放一个理想二极管或继电器，充电时母线电压被抬高到浮充值。这条路元件最少、放电效率最高，但母线电压会跟着电池从 42 V 漂到 54 V，逆变级增益跟着变，输出电压要么做前馈补偿，要么 THD 直接躺平；而且 48 V 电池组要 4 串 12 V 铅酸，体积和成本都不友好。第二条是独立双向变换器：电池 24 V（2 串 12 V 或 6 串锂电），经双向 Buck-Boost 挂到固定 48 V 母线，充电和放电走同一个电感、同一对管。母线恒定意味着逆变级增益恒定，输出电压环的线性度好做得多，代价是多一级损耗和一套控制。

我一般选第二条。原因很实际：调机时母线电压是一个可以随便设的常量，示波器上看到的扰动只剩负载突变和输入纹波，排查范围一下小一半。双向级的参数：电感 100 µH、开关频率 100 kHz、充电恒流 1 A（约 0.14C）、恒压 27.6 V、浮充 27.0 V，放电时从 24 V 升到 48 V，占空比 0.5，输入电流满载约 5 A，峰值 8 A。管选 100 V/30 A 的 MOS，同步整流那一路别用肖特基，效率差 3 个点。

真正决定"不间断"的是这一级的动态。母线从 48 V 掉到 42 V 时，放电环必须在 1 ms 内把占空比推到 0.55 以上并把电流拉起来，所以它的电流环带宽要做得比逆变级更高，我把补偿放到 5 kHz，采样和 PWM 同一时刻触发，否则工频纹波会把环路带偏。

2.3 全桥逆变与 LC 滤波器：开关频率、电感量、截止频率的取值链

逆变级用四个 100 V MOS 组成全桥，单极性倍频 SPWM，开关频率 20 kHz，输出侧等效纹波频率 40 kHz。单极性倍频的好处是同样开关频率下纹波频率翻倍，滤波器可以小一圈。

滤波电感由纹波电流反推，最恶劣工况下的峰峰值纹波：

ΔI = Vbus / (4 × L × f_eff) = 48 / (4 × 600e-6 × 40000) = 0.5 A

额定输出电流 4.24 A、峰值 5.9 A，0.5 A 纹波约占峰值 8.5%，合理。电感取 600 µH，铁氧体或铁硅铝罐形，气隙开够，别让 8 A 峰值时进入饱和——饱和那一刻电感量塌下去，电流环瞬间失稳，输出波形上会看到周期性的尖刺。

滤波电容由截止频率定。截止频率取开关频率的 1/10 到 1/20 之间：

fc = 1 / (2π × √(L × C)) = 1 / (2π × √(600e-6 × 10e-6)) ≈ 2.05 kHz

2 kHz 落在 20 kHz 的十分之一处，40 kHz 的纹波被衰减约 26 dB，基波 50 Hz 处的相移不到 3°。代价是空载时 LC 谐振的 Q 值很高，负载一突变就振铃，所以必须加阻尼支路：10 µF 串 3.3 Ω 并在输出端，把空载 Q 从 8 压到 2 以下。

2.4 器件选型与损耗估算：把 100VA 的发热先算在纸面上

100 VA 的机器，损耗算不准就会在满载半小时后摸到 90℃ 的散热片。我把每一块分开算，纸上先过一遍再画板。

总损耗 8 W，效率约 92.6%。如果换成通态压降 0.3 V 的同步整流方案，二极管那 1.2 W 能省掉大半，效率能上到 94%。选型上我的习惯是：所有功率管耐压按母线电压的 2 倍取（100 V），电流按峰值 2 倍取，驱动用带自举的半桥驱动，自举电容 1 µF 起步。

3. 采样、充电与保护：把"不间断"拆成三条独立的时间线

这一章讲的是"看不见"的部分。输出波形好不好看，一半靠控制环，另一半靠采样准不准、充电状态机会不会误判、保护动作够不够快。三者时间尺度完全不同：采样是 50 µs 级，充电是分钟级，保护是微秒级，混在一起调就会互相打架。

3.1 电压电流采样：1.65V 偏置、两点校准与 PWM 同步触发

交流采样必须抬偏置。输出 24 Vrms 峰值 34 V，按 1/22 分压后峰值 1.55 V，叠上 1.65 V 偏置，ADC 端范围 0.1~3.2 V，正好落在 0~3.3 V 的线性区中间。ADC 12 位、参考 3.3 V，每 LSB 是 0.806 mV，折算到输出侧分辨率 17.7 mV，对 ±1% 的稳定度要求（240 mV）绰绰有余。

电流采样用 5 mΩ 采样电阻加 50 倍差分放大，峰值 5.9 A 时输出 1.47 V，同样抬 1.65 V 偏置。别用霍尔，小电流下零点漂移比分辨率还大。

typedef struct { float k; /* 斜率：每码值对应的工程值 */ float b; /* 零点偏置 */ float raw; /* 最近一次原始码值 */ float val; /* 换算后的工程值 */ } adc_ch_t; /* 两点校准：给定两个标准输入 v1/v2，读回码值 c1/c2 */ void adc_cal(adc_ch_t *ch, float c1, float v1, float c2, float v2) { ch->k = (v2 - v1) / (c2 - c1); ch->b = v1 - ch->k * c1; } /* 三次采样取中值，滤掉开关噪声造成的单点跳变 */ float adc_read_median(adc_ch_t *ch) { int16_t s[3]; s[0] = ADC_Get(ch->id); s[1] = ADC_Get(ch->id); s[2] = ADC_Get(ch->id); /* 中值 */ if (s[0] > s[1]) { int16_t t = s[0]; s[0] = s[1]; s[1] = t; } if (s[1] > s[2]) { int16_t t = s[1]; s[1] = s[2]; s[2] = t; } if (s[0] > s[1]) { int16_t t = s[0]; s[0] = s[1]; s[1] = t; } ch->raw = s[1]; ch->val = ch->k * ch->raw + ch->b; return ch->val; }

k和b用两点校准标出来，别信电阻的标称值——1% 精度的分压电阻，加上运放失调，零点误差能到几十毫伏，闭环里会直接变成直流偏置。校准点选在量程的 20% 和 80%，不要在零点附近校，那里噪声占比最大。

采样时刻比校准更重要。ADC 触发必须和 PWM 同步，放在中心对齐计数器的顶点（或谷底），这时候四个管子刚换相完毕，电流已经稳定、开关噪声也衰减了。随便开个定时器去采，波形上会出现和开关频率同频的毛刺，电流环里全是噪声，这就是很多人调不出来的"玄学"源头。

3.2 电池三段式充电状态机与掉电判据的时间常数

充电用恒流、恒压、浮充三段。铅酸 24 V 组：恒流 1 A，恒压 27.6 V，电流跌到 0.1 A 转浮充 27.0 V。锂电 6 串则是 CC 1 A、CV 25.2 V、截止 0.05C。状态机写成显式枚举，比一堆 if 好维护。

typedef enum { CHG_IDLE, CHG_CC, CHG_CV, CHG_FLOAT, CHG_FAULT } chg_state_t; chg_state_t chg_fsm(chg_state_t st, float vbat, float ibat, float t_c) { /* 温度补偿：每节每℃ 减 3 mV，这里按 2 节 12V 组折算 */ float v_cv = 27.6f - 0.018f * (t_c - 25.0f); float v_fl = 27.0f - 0.018f * (t_c - 25.0f); switch (st) { case CHG_IDLE: if (vbat < 20.0f) return CHG_CC; /* 深放，先小电流唤醒 */ return CHG_CC; case CHG_CC: if (vbat >= v_cv) return CHG_CV; /* 到达恒压点 */ if (ibat < 0.02f) return CHG_FAULT; /* 电流消失，检查接线 */ return CHG_CC; case CHG_CV: if (ibat < 0.10f) return CHG_FLOAT; /* 0.1A 转浮充 */ return CHG_CV; case CHG_FLOAT: if (vbat < v_fl - 0.4f) return CHG_CC; /* 自放电后补电 */ return CHG_FLOAT; default: return CHG_FAULT; } }

v_cv和v_fl跟着温度走，是因为密封铅酸在低温下恒压点要抬高、高温下要压低，否则夏天鼓包冬天充不满。赛题现场一般 20~30℃，补偿量可以忽略，但状态机里留着这个接口，换成锂电只改常数。

掉电判据要和母线电容容量对得上。前面算过 940 µF 只能顶 2 ms 左右（从 48 V 跌到 42 V、满载 110 W），所以检测窗口不能超过 1 ms。我的做法是双条件或：输入电压有效值低于 18 V 且持续 1 ms，或者母线电压低于 42 V 且持续 0.5 ms。第二个条件更快，第一个条件更抗干扰。两个条件任一个成立就切电池升压环，同时封锁充电器，防止电池电流倒灌回输入端。

提示：判据里的"持续"用计数器实现，别用软件延时，中断里阻塞 1 ms 会把整个控制循环拖垮。

3.3 开机时序与保护链：预充电、软启动、硬件刹车

在线式 UPS 上电最怕浪涌。母线 940 µF 从 0 V 充到 48 V，瞬间电流能到几十安，继电器触点会粘死。所以加一条 47 Ω/5 W 的预充电阻，用继电器并联短路，时序是：

输出继电器一定要在电压过零附近闭合，否则容性负载的浪涌会把过流保护打掉。这一步用软件锁相拿到的过零点做触发，误差控制在 1 ms 内。

保护分两层。硬件层用比较器直接盯采样电阻，阈值设到 12 A，超过就拉低驱动的刹车脚，MOS 在 1 µs 内关断，同时锁存，必须手动复位。软件层在控制中断里做，阈值 9 A、10 µs 响应，只降调制比不关断，用来扛启动浪涌和整流负载的峰值。两层阈值必须拉开距离，硬件层是最后一道，不能和软件层抢着动作。

4. 逆变控制代码骨架：20kHz 载波、双闭环与软件锁相

控制部分能不能一次调通，取决于三件事：PWM 配置对不对、双环参数从带宽推不是靠试、锁相能不能扛住过零抖动。下面按这个顺序拆。

4.1 定时器与 PWM：中心对齐、300ns 死区与最小脉宽

/* 以某款带互补 PWM 的 MCU 为例，寄存器名按各自手册替换 */ void pwm_init(void) { /* 中心对齐，fsw = 20 kHz，主频 120 MHz，周期值 = 120M/(2*20k) = 3000 */ PWM->ARR = 3000 - 1; PWM->CR1 |= PWM_CR1_CENTER_ALIGNED | PWM_CR1_ARPE; /* 死区 300 ns：120 MHz 下约 36 个时钟 */ PWM->DTR = 36; PWM->CR2 |= PWM_CR2_DEADTIME_EN; /* 最小脉宽保护：窄于 400 ns 的脉冲直接丢掉，防止自举电容充不满 */ PWM->MINPW = 48; /* ADC 触发点放在计数器顶点，避开开关沿 */ PWM->CR3 |= PWM_CR3_ADC_TRIG_AT_PEAK; PWM->CR1 |= PWM_CR1_ENABLE; }

中心对齐让输出纹波频率变成开关频率的两倍，滤波器好做；死区 300 ns 对应 100 V 母线、40 ns 开关沿的管子是够的，太小会直通，太大会畸变；最小脉宽保护是给自举电容留充电时间，占空比极小时上管导通时间太短，自举电容充不上电，下个周期上管驱动电压不足，管子进入线性区，几秒钟就热炸——这个坑我踩过，血泪经验。

自举电容按 Qg 算：管子栅极电荷 30 nC，允许电压跌落 0.5 V，C ≥ 30n/0.5 = 60 nF，取 1 µF 留 15 倍余量，串 10 Ω 限流电阻防止自举二极管浪涌。

4.2 电压外环加电感电流内环：离散化、限幅与抗饱和

外环稳压、内环提动态，这是电压源逆变最稳的结构。外环带宽压到 500 Hz（工频的 10 倍），内环带宽 2 kHz（开关频率的 1/10），两个环差 4 倍以上，互相不打架。

typedef struct { float kp, ki; float i_sum; /* 积分累加 */ float out_max, out_min; } pi_t; float pi_calc(pi_t *p, float err, float dt) { float out = p->kp * err + p->i_sum; /* 抗饱和：输出限幅时停止积分，防止退饱和滞后 */ if (out > p->out_max) { out = p->out_max; } else if (out < p->out_min) { out = p->out_min; } else { p->i_sum += p->ki * err * dt; } return out; } /* 每 50 µs 调用一次，dt = 5e-5 */ void ctrl_isr(void) { float vo = adc_read_median(&ch_vout); /* 输出电压 */ float il = adc_read_median(&ch_il); /* 电感电流 */ /* 外环：电压误差 -> 电流指令，限幅到 ±9 A */ float i_ref = pi_calc(&pi_v, VREF_SIN[idx] - vo, 5e-5f); if (i_ref > 9.0f) i_ref = 9.0f; if (i_ref < -9.0f) i_ref = -9.0f; /* 内环：电流误差 -> 调制比，限幅到 ±0.95 */ float m = pi_calc(&pi_i, i_ref - il, 5e-5f); if (m > 0.95f) m = 0.95f; if (m < -0.95f) m = -0.95f; pwm_set_duty(m); /* 单极性倍频：一对管走 m，另一对管走 -m */ }

VREF_SIN[idx]是 200 点正弦表，用查表加线性插值，比实时算 sin 快一个数量级。kp和ki从带宽推：外环 kp 取 0.05~0.1 A/V，ki 取 kp×2π×500；内环 kp 取 0.05 左右，ki 取 kp×2π×2000。推出来只是起点，实际还要看阶跃响应，超调超过 10% 就把 kp 往下压。

调制比限幅 0.95 而不是 1.0，是给死区和最小脉宽留余量。限到 0.95 时最大输出 24.7 V，正好覆盖 24 V 额定加 3% 的调节余量。

4.3 软件锁相与掉电后的频率保持

在线式的输出频率要跟市电同频同相，才能在带载时和市电"无缝"。做法是捕获输入过零沿，测周期，用一阶滤波平滑，再拿输出相位和输入相位做 PI 微调。

volatile uint32_t t_cap[8]; /* 过零捕获时间戳环形缓冲 */ volatile uint8_t cap_idx; /* 输入过零中断（上升沿） */ void zero_cross_isr(void) { t_cap[cap_idx++ & 7] = TIM_GetCapture(); } /* 每 1 ms 更新一次频率参考 */ void pll_update(void) { static float f_ref = 50.0f; uint32_t p = t_cap[(cap_idx - 1) & 7] - t_cap[(cap_idx - 2) & 7]; if (p > TICKS_45HZ && p < TICKS_55HZ) { /* 45~55Hz 才认 */ float f_meas = (float)TICKS_1S / p; f_ref += 0.02f * (f_meas - f_ref); /* 一阶低通，时间常数约 50ms */ } else { /* 丢脉冲或超范围：保持上一次频率，切换内部 50Hz 参考 */ f_ref = (f_ref > 45.0f && f_ref < 55.0f) ? f_ref : 50.0f; } phase_inc = (uint32_t)(f_ref * 200.0f * 4294967296.0f / 200000.0f); }

三个细节决定这套锁相能不能用。一是捕获时间戳用硬件捕获寄存器，不要在中断里再读计数器，否则中断响应抖动直接变成相位噪声。二是环形缓冲深度取 8，连续丢 3 个脉冲就判市电异常，切内部参考，靠晶振精度撑 50 Hz。三是低通系数 0.02，对应 50 ms 左右时间常数，市电频率变化率通常在 0.1 Hz/s 以内，跟得上，而单周期抖动被压掉 98%。

掉电之后输出频率不能跳变。我的做法是切内部参考时不重置相位累加器，让phase_inc保持最后的值慢慢回落到 50 Hz，回落速率限在 0.5 Hz/s，逆变器看不出来，负载也看不出来。

5. 避坑与排查：五条把板子救回来的现场记录

调试期最容易出现的不是"不工作"，而是"看起来工作但指标差一点"，然后一路换器件换到怀疑人生。下面五条我都实打实遇过，按现象、原因、解决记下来。

5.1 上电就炸下管：预充电阻被省掉，自举也没充上电

现象：第一次上电，主继电器一吸合，四只管子全短路，保险丝炸黑，母线电容电压瞬间归零。

原因有两个叠在一起。一是母线电容 940 µF 直接从 0 V 充电，瞬时电流超过 50 A，继电器触点拉弧，母线电压剧烈振荡，振荡峰值超过管子 100 V 耐压。二是自举电容在 PWM 还没启动时是空的，主控一使能就输出高占空比，上管驱动电压不足，进入线性区。

解决：预充电阻 47 Ω/5 W 必须加，预充到 44 V 再吸主继电器；PWM 启动前先跑 10 ms 的下管强制导通（不打调制波），把自举电容充饱；软件里加母线过压判定，超过 60 V 立即封锁输出。

5.2 拔掉市电输出跌到 18V 才回来：升压环带宽不够，检测又太慢

现象：满载拔电，输出有效值从 24 V 掉到 18 V，持续约 8 ms 才恢复，示波器上是一段明显的凹陷。

原因：掉电判据用了 20 ms 的软件平均，母线从 48 V 跌到 30 V 才开始动作；同时电池升压环的电流环带宽只有 500 Hz，建立时间 3 ms。两段时间加起来就超过母线电容的支撑时间。

解决：判据改成"母线 < 42 V 持续 0.5 ms"或"输入有效值 < 18 V 持续 1 ms"，两条或逻辑，响应压到 1 ms 内；升压环电流环带宽提到 5 kHz，补偿网络重算；再把母线电容从 940 µF 加到 1410 µF，多买 1 ms 余量。改完凹陷降到 0.8 ms、幅度 2 V。

5.3 空载 THD 4% 且波形顶部有台阶：LC 谐振加最小脉宽

现象：空载时输出波形顶部被削平，FFT 上 3、5、7 次谐波明显，THD 4%；带载后反而降到 2.2%。

原因：空载时 LC 谐振 Q 值高，2 kHz 附近的谐波被放大；同时轻载时调制比很小，占空比接近最小脉宽限值，窄脉冲被吞掉，波形出现台阶。

解决：加 10 µF 串 3.3 Ω 的阻尼支路，空载 Q 从 8 降到 1.8；最小脉宽从 400 ns 降到 200 ns，同时把死区从 1 µs 收到 500 ns 并做电流极性补偿；输出电压环加一个 2 kHz 的陷波器，把谐振点压下去。三项一起改，空载 THD 降到 1.6%。

5.4 输出频率在 49.8~50.2Hz 之间缓慢爬：过零捕获抖动没处理

现象：频率读数每几秒跳一次，负载是电机时能看到转速轻微波动。

原因：输入过零信号没做硬件滤波，市电上的开关噪声让捕获在真实过零点前后几个微秒内随机触发，周期测量的抖动被低通滤波变成了慢漂。

解决：过零比较

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