模电求职复习地图：三极管放大电路到集成运放与稳定性

简介：这是一份面向电子工程、集成电路、通信等专业求职者整理的模拟电子技术复习文档，聚焦校招与社招技术面试中常见的模电概念、原理问答和电路分析要点，适合在短周期内搭建知识框架并查漏补缺。压缩包内含1个docx文件，约90KB，内容以问答和条目形式串联三极管放大器的组成原则、多级放大器四种耦合方式、集成运放的输入级与输出级结构、电流源的有源负载作用、晶体管共射共集共基三种接法、零点漂移与差分放大电路、交越失真及负反馈对电路的影响，并延伸到锁相环、功率放大和线性/非线性失真等知识点。这样的组织方式便于读者按面试题快速定位答案，也能在理解电路原理时作为复习索引，尤其适合基础薄弱或需要系统回顾的应届生。已有667人学习下载，可作为面试前冲刺和日常查漏的参考。

1. 模电找工作准备基础知识时，最怕把知识点摊成孤岛

模电找工作这条路上，基础知识复习最怕的一件事，就是把二十多个知识点摊成二十多个孤岛，背完一条是一条，合上笔记就串不起来，一被追问「为什么输入级非要用差分」就卡住。真正好用的地图只有一条主线：三极管靠两个 PN 结的偏置决定工作区，围绕它搭出单级放大、四种耦合与三种接法；再把这一整套电路压进一片集成运放里，用差分做输入、共射做中间、互补对称做输出、恒流源做偏置；最后用负反馈把增益、带宽、失真、阻抗一起收口，而反馈引入的附加相移又反过来威胁稳定性。这条线上每个节点，都对应一类面试题和一类计算题。

这份地图适合已经学过一遍、正准备集中复习或查漏补缺的人，也适合课堂笔记翻烂了、做题依旧发懵的人。它不替你推导公式，只负责告诉你每个模块在体系里的位置、容易在哪儿出错。

2. 放大电路的地基：三极管工作区、四种耦合与三种接法

2.1 三极管构成放大器的三条原则与直流工作原理

把「三极管能放大」这件事拆开，其实只要求三件事同时成立：晶体管工作在放大区，也就是发射结正偏、集电结反偏；信号源的信号能加到发射结上，在基极和发射极之间产生电压变化；放大后的信号能从集电极送到负载。偏置电路负责第一条，输入耦合回路负责第二条，集电极电阻和输出回路负责第三条。梳理下来会发现，后面所有放大电路的分析——静态工作点、失真判断、增益计算——都是在这三条上做文章，任何一条被破坏，放大就失效。

放大模式下的载流子过程，以 NPN 管为例可以分成三步。第一步，发射区向基区注入电子：正偏的发射结上以多子扩散为主，发射区向基区注入电子、基区向发射区注入空穴，但电子流远大于空穴流。第二步，基区中的自由电子边扩散边复合：电子进入基区后成为非平衡少子，会有一部分复合掉，但基区很薄且不是重掺杂，所以大部分电子能顺利到达集电结边缘。第三步，集电区收集电子：反偏的集电结把扩散过来的电子扫入集电区形成电子电流，另外还有一个很小的反向饱和电流，主要由集电区空穴组成，通常忽略。

这三步能走通，靠的是物理结构上的三个设计：发射区相对基区重掺杂，保证注入的电子数量足够多；基区很薄，只有零点几到数微米，减少复合损失；集电结面积大于发射结面积，便于收集。三个结构特点与三个步骤一一对应，这是记忆的关键接口。晶体管另外还有饱和、截止和反向放大三种工作模式，实际电路里主要用正向放大模式，开关电路才用饱和与截止。

2.2 四种级间耦合方式的取舍

单级放大的增益有限，实际电路要串成多级。每级之间的连接方式叫级间耦合，一共四种，各自解决不同的问题，也各自留下不同的问题。

直接耦合把前级输出直接接到后级输入，低频特性好，能放大变化缓慢的信号，电路里没有大容量电容，天然适合做成集成电路。它的代价是前后级静态工作点相互牵连：前级集电极电位直接决定后级基极电位，稍不注意后级就饱和了，所以直接耦合电路必须专门做电平配置。更麻烦的是零点漂移——前级 Q 点的微小漂移会被后级当成信号逐级放大，这条线索直接通到第 3 章的差分放大电路。

阻容耦合靠电容连接，直流通路被隔断，各级静态工作点完全独立，分析时可以按单级处理，这是它最大的便利。缺点也很明确：低频特性差，缓变信号过不去，而且大容量电容在集成电路里占面积，基本没法集成。变压器耦合的优缺点与阻容耦合类似，不能放大直流信号且不易集成，额外的好处是能通过匝数比做阻抗匹配。光电耦合以光信号为媒介传递电信号，电气上完全隔离，抗干扰能力强，代价是响应速度受发光与接收器件限制。

2.3 共射、共集、共基三种接法的参数与用途

同一个三极管，输入加在不同电极、输出取自不同电极，就得到三种完全不同的接法。这三种接法的差别不在管子，而在信号从哪个端口进、从哪个端口出。

共射电路既能放大电流又能放大电压，输入电阻居三者之中，输出电阻较大，频带较窄，是低频电压放大电路的标准单元。共集电路只能放大电流不能放大电压，输入电阻最大、输出电阻最小，输出电压跟着输入电压走，所以叫电压跟随器，常放在输入级提高输入阻抗、放在输出级降低输出阻抗。共基电路只能放大电压不能放大电流，输入电阻小，电压增益和输出电阻与共射相当，高频特性是三种里最好的，适合宽频放大。共基高频好的原因在第 4 章讲密勒效应时会有一个非常干脆的解释。

静态工作点是这一节唯一需要动手算的东西。以分压式偏置共射电路为例：

# 分压式偏置共射放大电路：静态工作点估算 Vcc = 12.0 # 电源电压，单位 V Rb1 = 20e3 # 上偏置电阻，单位 Ω Rb2 = 10e3 # 下偏置电阻，单位 Ω Rc = 2e3 # 集电极电阻，单位 Ω Re = 1e3 # 发射极电阻，单位 Ω Vbe = 0.7 # 发射结导通压降，硅管取 0.7 V beta = 100 # 电流放大系数 Vb = Vcc * Rb2 / (Rb1 + Rb2) # 基极电位，近似由分压决定 Ve = Vb - Vbe # 发射极电位 Ie = Ve / Re # 发射极电流，近似等于集电极电流 Ic = Ie Ib = Ic / beta Vce = Vcc - Ic * Rc - Ie * Re # 管压降，判断是否在放大区 print(f"Vb={Vb:.2f} V Ie={Ie*1e3:.2f} mA Ib={Ib*1e6:.1f} uA Vce={Vce:.2f} V")

这段代码的前提是基极分压支路电流远大于基极电流，一般取五到十倍以上，只有这样 Vb 才能近似由 Rb1、Rb2 分压决定。Re 的作用是直流负反馈：温度升高导致 Ic 增大，Ie 增大，Ve 抬升，Vbe 被压回去，Ic 自动回落，Q 点被稳住。参数改动的方向也要清楚：增大 Re 会让 Ie 减小、Vce 增大；减小 Rb2 会拉低 Vb、减小 Ie。算完先看 Vce——接近 0 说明管子进了饱和，接近 Vcc 说明进了截止，两种情况下前面那套线性公式都不再成立。

2.4 场效应管与晶体管的差别，以及好放大电路的判断标准

场效应管和晶体管经常被放在一起比较，差别集中在三点。场效应管是电压控制元件，靠栅源电压控制沟道电流，晶体管是电流控制元件，靠基极电流控制集电极电流；场效应管只用多数载流子导电，属于单极型器件，晶体管同时利用多数载流子和少数载流子，属于双极型器件；有些场效应管的源极和漏极可以互换使用，栅压也可正可负，灵活性比晶体管好。单极型带来的直接好处是少子存贮效应小，开关速度快，输入电阻极高。

一个好的放大电路该长什么样，最核心的两条是输入电阻大和输出电阻小。输入电阻大，意味着放大电路从信号源索取的电流小，不会把前级的输出拉垮；输出电阻小，意味着带负载能力强，接上负载后输出电压不会明显下跌。这两条其实是同一个思路的两端：对信号源要「少拿」，对负载要「多给」。在此之上还有增益高、频带宽、失真小、噪声低这些指标，但它们往往互相拉扯——增益和带宽此消彼长，增益和失真相伴而行，所谓设计就是在这几对矛盾里选一个合适的点。

3. 集成运放的内部结构：四级电路、恒流源与零漂抑制

3.1 四个组成部分与各级职责

把分立元件的那套放大电路压到一片硅片上，就得到集成运放。内部一般分四部分，每一部分用什么电路、为什么用这种电路，是这一节最该记牢的对应关系。

输出级常有「互补对称电路」和「射极跟随器」两种写法，两者说的是同一类结构：互补对称输出级的每一半本质上就是一个射极跟随器，共同点是电压跟随、输出电阻低、带载能力强。中间级用共射，是因为共射的电压增益最高，而运放的总增益主要靠中间级撑起来。

集成运放在电路结构设计上有三个鲜明特点。级间采用直接耦合，因为硅片上做不出大容量电容，而且直接耦合能放大直流和缓变信号；尽可能用有源器件代替无源器件，电阻电容占芯片面积太大，用晶体管做负载反而更划算；利用对称结构改善电路性能，差分输入级就是对称结构的典型代表，两侧参数一致才能把温漂抵消掉。

3.2 四种电流源与它的两个作用

电流源在集成运放里干两件事：一是为各级提供稳定的直流偏置电流，二是作为有源负载提高电路的增益。第二件事容易被忽略——恒流源的动态电阻极高，把它接在集电极代替电阻 Rc，交流等效负载阻抗从几千欧一下抬到几十千欧甚至更高，增益自然跟着上去，这就是「用有源器件代替无源器件」的最直接收益。

常见电流源有四种。镜像电流源结构最简单，一个参考支路加上一个与之镜像的输出管，输出电流约等于参考电流，缺点是输出电阻不够高，小电流时误差明显。比例电流源在两个管子的发射极分别串不同阻值的电阻，通过电阻比得到需要的电流比例。微电流源利用发射极电阻上的微小压差，用不太大的电阻就能得到微安级电流，适合做偏置。威尔逊电流源增加了一只管子构成电流负反馈，输出电阻更高、精度更好。

# 镜像电流源：参考电流与输出电流的估算 Vcc = 15.0 # 正电源 Vee = -15.0 # 负电源 R = 39e3 # 参考支路限流电阻，单位 Ω Vbe = 0.7 # 发射结压降 beta = 100 # 电流放大系数 Iref = (Vcc - Vee - Vbe) / R # 参考支路电流 Ic = Iref / (1 + 2 / beta) # 扣掉两个基极电流的分流后的输出电流 print(f"Iref={Iref*1e3:.3f} mA Ic={Ic*1e3:.3f} mA")

参考电流由电源电压和电阻 R 决定，输出电流在理想情况下与它相等。分母里的 2 来自两个管子的基极电流都要从参考支路取，β 越大这项越接近 1，镜像精度越高。想改输出电流就改 R：R 增大，Iref 减小，输出电流跟着减小；但 R 太大时基极电流的分流占比上升，误差会变得不可忽略，这也是简单镜像电流源做不出精确微电流的原因。

3.3 零漂、差分放大与共模抑制

零点漂移指的是输入信号为零时，由于温度变化、电源电压不稳等因素，静态工作点发生偏移，这个偏移被逐级放大和传输，导致输出端电压偏离原固定值上下漂动。直接耦合的多级放大电路里，这种漂移会被一级一级放大，最后可能把真正的信号完全淹没，所以它是直接耦合最要命的副作用。

抑制零漂最有效的手段是差分放大电路：两只特性一致的管子，左右对称，输入信号分别加在两个基极上。温度变化时两管的漂移同向且大小相近，从双端输出时相互抵消，漂移被减掉，而差模信号因为方向相反被加倍放大。梳理下来会发现，差分电路所有精妙之处都建立在「对称」二字上，一旦两侧失配，共模抑制能力就会下降。

差分电路用来放大差模信号、抑制共模信号，提高信噪比，一般用在放大电路的输入级。衡量这种能力好坏的指标是共模抑制比，定义为差模增益与共模增益之比，数值越大越好。这也是输入级必须是差分的原因：输入级直接面对外界干扰和温漂，只有在这里把共模成分压下去，后面几级才不会把干扰一起放大。

3.4 输出级、交越失真与运放的两个工作区

输出级要驱动负载，输出功率大、输出电阻小，常用互补对称电路。乙类互补对称电路的两个管子各管半个周期，理论上效率高，但输入电压较低时，两个管子都还没导通，输出电压出现一段死区，这段死区里输出与输入不存在线性关系，这就是交越失真。它出现的位置固定在信号过零处，特征是波形正负半周交界的地方被削平。

克服交越失真的办法是让管子平时就处于微导通状态，也就是改用甲乙类（接近乙类）互补对称电路，通常利用二极管电路做偏置，把两管基极之间的静态电压垫起来，避开死区电压，一旦加入输入信号就能立刻进入线性工作区。这一招的本质是用一点点静态功耗换掉过零处的非线性。

功率放大电路是一类以输出较大功率为目的的放大电路，它一般直接驱动负载，带负载能力要强。分析和设计它时关注的东西与电压放大电路不同：不看电压增益多大，而看输出功率、效率、管子的最大管耗和耐压。三种工作状态里，甲类失真小但效率低，乙类效率高但有交越失真，甲乙类折中，这也是它成为主流的现实原因。

运放本身有两个完全不同的工作区，用错区间是初学阶段最常见的错误。在线性区，运放接成闭环负反馈，输出与输入呈线性关系，适用于放大和运算，此时虚短与虚断同时成立；在非线性区，运放工作在开环或正反馈状态，输出只有接近正负电源两个电平，呈现开关特性，适用于比较。迟滞比较器就工作在非线性区，它靠正反馈把输出快速推到饱和，同时把阈值拉开形成回差，抗干扰能力比单限比较器强得多。集成运放的非线性应用还包括精密二极管电路（精密半波整流、精密全波整流、峰值检波）、电压比较器（反相迟滞、同相迟滞）和方波三角波产生器（单运放弛张振荡器、双运放弛张振荡器）。

# 反相迟滞比较器：上门限与下门限的计算 Vref = 2.5 # 同相端参考电压 Voh = 12.0 # 输出高电平 Vol = -12.0 # 输出低电平 R1 = 10e3 # 同相端到参考电压的电阻 R2 = 100e3 # 输出到同相端的反馈电阻 # 同相端电位由参考电压和输出共同决定 VTH = (Vref * R2 + Voh * R1) / (R1 + R2) # 输出为高时的上门限 VTL = (Vref * R2 + Vol * R1) / (R1 + R2) # 输出为低时的下门限 print(f"上门限 {VTH:.2f} V，下门限 {VTL:.2f} V，回差 {VTH-VTL:.2f} V")

两个阈值的推导都来自同相端节点方程，输出电平不同，同相端电位就不同，输入电压必须越过当前那个阈值才会触发翻转。反馈电阻 R2 相对 R1 越大，正反馈越强，回差越宽，抗干扰越好，但比较精度会下降。输入端加在反相端时，输入上升越过上门限输出翻低，输入下降越过下门限输出翻高，方向搞反是这类题的高频失分点。

4. 反馈与稳定性：负反馈四作用、自激条件与相位裕度

4.1 负反馈对电路的四个作用

负反馈把输出量取一部分送回来与输入量相减，用牺牲增益换取一系列性能改善。这四个作用几乎是每张卷子都会碰到的送分题，但真正做到能定量说清楚的人并不多。

增益稳定性那一条要会算：闭环增益 Af = A/(1+AF)，对 A 求导后得到的相对变化量是开环时的 1/(1+AF)。也就是说反馈越深，增益对管子参数、温度、电源波动的敏感度越低。通频带的扩展与增益的下降是同一枚硬币的两面，增益带宽积近似不变，所以「用增益换带宽」是负反馈最常用的一种交易。

# 反馈深度与闭环增益：定量看"深反馈"到底有多深 def closed_loop(A, F): D = 1 + A * F # 反馈深度 Af = A / D # 闭环增益 return D, Af D, Af = closed_loop(A=1e4, F=0.01) print(f"反馈深度 D={D:.0f}，闭环增益 Af={Af:.2f}，1/F={1/0.01:.2f}")

例子里的开环增益是一万倍，反馈系数百分之一，反馈深度一百零一，闭环增益约九十九，与 1/F 等于一百只差百分之一。D 远大于 1、也就是 AF 远大于 1 时称为深度负反馈，此时 Af 约等于 1/F，闭环增益几乎只由反馈网络决定，与管子参数基本无关。这就是为什么深度负反馈条件下可以「抛开 A，只算 F」——不是偷懒，是误差确实落在百分之一的量级里。

4.2 反馈类型的判断：串联与并联、电压与电流

判断反馈类型有一套固定动作，按顺序做就不会乱。输入端看连接：输入信号与反馈信号接在同一个输入端上，构成并联反馈；分别接到两个不同的输入端上，构成串联反馈。输出端看取样：把输出电压置零，也就是把输出端对地短路，如果反馈信号也随之消失，就是电压反馈；如果反馈信号依然存在，就是电流反馈。

深度负反馈下的近似关系可以直接用来验算：并联反馈时 i' = ii − if，深度负反馈下 i' 趋于零，即 ii ≈ if；串联反馈时 u' = ui − uf，深度负反馈下 u' 趋于零，即 ui ≈ uf。这两条既是判断的辅助，也是后面算闭环增益的出发点。

四种组合对电阻的影响方向必须成对记住：串联反馈使输入电阻增大，因为反馈电压与原输入电压在输入回路上串联相加，回路阻抗变大；并联反馈使输入电阻减小，因为反馈电流与原输入电流在同一个节点上并联分流。电压取样使输出电阻减小，因为电压负反馈力图维持输出电压恒定，表现出的就是恒压源特性；电流取样使输出电阻增大，力图维持输出电流恒定，表现出的就是恒流源特性。这四条串起来记，比单独背四句要牢得多。

4.3 自激振荡的条件与相位补偿

负反馈放大器本来应该稳定，但当外界电扰动使放大器和反馈网络的相位之和发生 180° 的相移时，反馈信号维持着输出信号，输出信号又维持着反馈信号，电路就自己振荡起来了。注意这里的 180° 是附加相移，不是负反馈本身那 180° 反相——中频段负反馈确实反相，但那是在设计之内的；管子结电容、运放内部极点在高频段额外带来的相移，才是把负反馈偷偷变成正反馈的那只手。

产生自激振荡的条件写成 AF = −1，展开就是幅值 |AF| = 1、相角和为 180° 的奇数倍。两个条件必须同时满足，缺一个都振不起来。这个「同时」二字是判断和解题的关键：只看幅度够不够，或者只看相位够不够，都会得出错误结论。

消除振荡必须破坏振荡条件，工程上主要从相位下手，做相位滞后补偿，包括简单电容补偿和 RC 滞后补偿，代价是频带变窄。除此之外还有超前补偿、降低反馈深度、在反馈网络里加阻容网络改变极点位置等做法。这里有一个绕不开的取舍：补偿越狠越稳定，但带宽损失越大；补偿不够，电路在某个温度或某批器件上就可能啸叫。这类问题是典型的血泪经验型知识，光背结论没用，得知道代价在哪。

4.4 相位裕度、锁相环与密勒等效

相位裕度可以看作系统进入不稳定状态之前还能增加的相位变化量。相位裕度越大，系统越稳定，但时间响应速度也越慢，所以必须留一个合适的值。经研究，相位裕度至少要 45°，最好在 60° 左右，这是稳定性和响应速度之间的常见折中点。

锁相环通常用于闭环跟踪电路。工作过程中，当输出信号的频率与输入信号的频率相等时，输出电压与输入电压保持固定的相位差值，也就是输出电压与输入电压的相位被锁住，这正是「锁相」二字的来历。常规锁相环由鉴相、环路滤波和压控振荡三部分构成，鉴相器比较相位、滤波器把相位误差转成控制电压、压控振荡器根据控制电压调整频率，环路稳定后频率一致而相位差固定。

密勒定理给出了网络的一种等效变换关系，它可以把跨接在网络输入端与输出端之间的阻抗，分别等效为并接在输入端和输出端的两个阻抗。这个定理最实用的地方是分析共射电路的高频特性。

# 密勒效应：跨接电容折算到输入端的等效电容 Cgd = 2e-12 # 集电结电容，2 pF Av = -100 # 中频电压增益，负号表示反相 Cmiller = Cgd * (1 - Av) # 输入端等效密勒电容 print(f"输入等效电容 {Cmiller*1e12:.1f} pF")

增益为负时 1 − Av 等于 1 + |Av|，两皮法的结电容被放大到两百皮法，直接和信号源内阻构成一个很低频的极点，把高频响应压下去。共基电路为什么高频特性最好？因为它的输入在发射极、输出在集电极，输入输出之间不存在这种跨接电容，密勒效应几乎消失，带宽自然宽。这一条把第 2 章的三种接法和第 4 章的稳定性彻底连起来了，也是「知识点不是孤岛」最漂亮的一个例证。

5. 易漏点盘点：五个最容易在卷面和面试里翻车的地方

5.1 三个概念型易漏点

第一，差分输入级的描述写反。正确说法是输入级放大差模信号、抑制共模信号，不少资料在归纳时会把「共模」「差模」两个词的位置对调，抄笔记时一不留神就跟着抄错。为什么会漏：看到「差分」二字，直觉会联想到「放大差别」，于是顺手就写成放大共模；而且输入级「输入电阻高」这个特点常和「共模」出现在同一句里，两个词挨得近，很容易串位。怎么补：记一句「共模是敌人，差模是信号」，再把共模抑制比的定义写一遍——差模增益除以共模增益，越大越好，这样正反两个方向都对上了。

第二，失真类型与波形方向、与失真名称的对应关系。输出波形的底部失真为截止失真，顶部失真为饱和失真，这个结论有前提：NPN 管、共射接法、输出取自集电极。换成 PNP 或者换成射极跟随器，方向就反过来了。另一组更容易混的是交越失真和截止失真，两者看起来都是「波形缺一块」。为什么会漏：只背了结论没背前提，只记了形状没记成因。怎么补：改用 Q 点位置判断——Q 点偏低靠近截止区就是截止失真，Q 点偏高靠近饱和区就是饱和失真，先定位 Q 点再看波形；交越失真则认准两个特征，只发生在信号过零处，只出现在乙类或甲乙类互补对称电路里，单管放大电路根本产生不了它。

第三，负反馈对输入输出电阻的影响方向张冠李戴。四种组合一共四条结论，串错一条整道题就废。为什么会漏：四条结论没有内在逻辑，靠死记硬背，考场上紧张就乱。怎么补：从物理图像出发重建——串联反馈是反馈电压和输入电压串在同一个回路里相加，回路阻抗只会变大；并联反馈是两路电流在同一节点分流，等效输入电阻只会变小；电压取样力图稳住输出电压，对外表现就是恒压源，输出电阻小；电流取样力图稳住输出电流，对外表现就是恒流源，输出电阻大。四条结论都能从「它想稳住什么」推出来，不用背。

5.2 两个判断型易漏点

第四，自激振荡条件只记幅值不记相位。很多人张口就是「幅值等于 1 就振」，漏掉相角和为 180° 奇数倍这一半。为什么会漏：负反馈本身在中频段就带 180° 反相，脑子里觉得「相位已经反过了」，于是把附加相移这一层完全忽略；而附加相移恰恰是高频段才出现的，平时分析中频段根本看不见。怎么补：把条件写成 AF = −1，并且明确区分两个 180°——一个是负反馈设计之内的反相，一个是管子结电容和运放内部极点带来的附加相移；判断时先问附加相移够不够 180°，再问幅度够不够 1，两个都够才叫自激。顺带记住，消除振荡的手段主要是相位滞后补偿，代价是频带变窄，这个代价一定要跟着答案一起写。

第五，判断电压反馈与电流反馈时短路的位置搞错。方法是把输出电压置零，看反馈信号还在不在。为什么会漏：题面里输入输出画在一张图上，手一抖就去短接了输入端，或者把「输出端开路」当成「输出置零」。怎么补：动作固定成一句话——短路输出节点到地，观察反馈支路是否还有信号；反馈信号消失是电压反馈，依然存在是电流反馈。同时用深度负反馈的近似关系做交叉验证，并联时看 ii 是否约等于 if，串联时看 ui 是否约等于 uf，两条路得出一致结论才下笔。

这五个点有一个共同特征：它们都不是难点，而是「以为自己会了」的点。真正拉开分数的往往不是会不会差分电路的计算，而是这些一句话就能说清、却总在细节上翻车的地方。

6. 复习清单：一张自检表和三个查漏补缺的习惯

复习到后期，最有效的动作不是再刷一遍书，而是拿一张表逐条自检：能不能在不看笔记的情况下说出结论、说出前提、说出反例。下面这张表按模块列出了自检问题，答不上来就回到对应小节重新过一遍。

三个习惯，是我自己踩过坑之后固定下来的。第一个是「先写前提再写结论」，凡是背下来的结论，旁边必须有一行小字写清它成立的条件，比如底部失真是截止失真要注明 NPN、共射、取自集电极，写不出前提就说明这条还没真懂。第二个是「每章画一条因果链」，比如直接耦合

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