ADS122U04与PIC18F4682实现高精度PT100测温系统

1. 项目背景与整体设计思路

做工业现场测温或者HVAC项目，大概率绕不开这几个问题：信号链怎么搭、传感器怎么接、数据怎么才能既稳定又准。之前接手一个项目，需要同时检测多路温度，范围从-50°C到+150°C，传感器既有PT100也有NTC，而且现场电磁干扰还不小——这就是典型的工业采集场景。选型对比了一圈，最后敲定了ADS122U04IPWR配PIC18F4682的组合，跑了几个月的测试，把整个链路从头到尾理了一遍。

先交代一下这套方案能解决什么问题：ADS122U04IPWR是一个24位精度的四通道ΔΣ型ADC，内置PGA（可编程增益放大器）、内部基准和两个匹配的激励电流源，关键是它支持UART接口——这在工业环境里好处太明显了，线缆少、抗干扰强，尤其是传感器和主板距离稍微远一点的时候，别跟我说SPI多好用，距离一长你就知道UART的爽了。配合PIC18F4682这个带丰富外设的8位MCU，非常适合做中低成本的工业采集节点。

适合谁看？如果你是刚接触高精度采集的工程师，或者正在为HVAC控制器、工业过程监控选型，这篇文章能帮你省掉不少自己趟坑的时间。下面我把器件选型、硬件设计、固件时序、校准方法和实测数据全部摊开讲，踩过的坑也都标出来了。

这套方案的核心理念就一个字：稳。工业现场不比实验室，温度漂移、电源噪声、引线电阻、共模干扰，每一个都是精度杀手。所以设计时不是简单把传感器接到ADC上就完事，而是要从信号链的角度整体思考——从激励源选择到基准配置，从PGA增益到数字滤波，再考虑MCU怎么跟ADC协同工作。ADS122U04IPWR的很多灵活性就是为这些实际工程问题准备的，你得明白每个配置背后为什么这么设。

2. 器件选型解析：为什么是这两颗芯片

2.1 ADS122U04IPWR 的关键特性与选型理由

选ADC的时候，我的首要条件是分辨率、通道数、内置激励源和接口方式。ADS122U04IPWR四路输入，可以配置成四种差分模式或者八种单端模式（实际八个单端输入需要通过多路开关轮询），24位无失码分辨率，PGA增益从1到128可编程，足以覆盖从毫伏级热电偶到百欧级RTD的宽范围需求。

激励电流源是这款芯片的亮点之一。两个匹配的电流源（IIDAC1和IIDAC2），可以从10μA到1.5mA范围内可调，专门为RTD测温而设计，采用比例法测量时，配合外部基准电阻RREF，能够抵消激励电流随温度变化带来的误差。这一点对温度测量精度影响非常大，等后面讲RTD电路时你会看到它的价值。

接口上选择UART是深思熟虑的结果，在工业现场，通信线越少意味着故障点越少，SPI那四根线在长距离和强干扰场景下真的不省心。ADS122U04IPWR的UART接口还支持通过发送特定命令唤醒芯片，由MCU控制采样节奏，MCU不需要一直占用资源轮询。

供电方面，这颗ADC模拟供电（AVDD）支持从2.3V到5.5V，数字接口单独供电（DVDD），在PIC18F4682的3.3V或5V系统里都能无缝对接，我给这个项目选的是模拟5V、数字3.3V的混合供电方案，尽量把模拟部分的信噪比做上去。具体原因后文会展开。

2.2 PIC18F4682 的选型考量与优势互补

PIC18F4682是Microchip 8位MCU，40MHz主频下可以跑到10MIPS，在这个项目里完全够用。它有两个关键的硬件资源：一个是UART模块，直接和ADS122U04IPWR的UART接口对接；另一个是SPI/I²C模块，如果后面要扩展存储或者连接其他传感器，接口不愁。

选它还有个考虑是引脚数和封装。TQFP-44封装，IO充足，除了接ADC，还能同时带一个LCD显示模块和几个按键，再加上外部存储和报警输出，BOM成本可以压得很低，这对HVAC这种对成本敏感的行业特别友好。

更重要的是，PIC18系列在工业环境下的口碑一直很稳，工作温度范围宽到-40°C到+85°C，内部的BOR（欠压复位）和WDT（看门狗）也能在异常情况下快速恢复。在工业现场跑个三五千小时不出幺蛾子的MCU，比花里胡哨的高性能ARM方案可靠得多。

2.3 为什么这套组合适合工业和 HVAC 应用

工业场景的特点是什么？电压不稳、干扰多、传感器种类杂、运行时间长。ADS122U04IPWR内置PGA和可编程数据速率滤波器，能应对大部分信号调理需求；而PIC18F4682的低成本和外设完整性，加上工业级温度规格，为长期可靠运行兜底。

HVAC场景则是另一个维度的考验：温度变化缓慢，但要求足够的精度和分辨率。比如空调系统的回风温度、出风温度、冷冻水进出水温差，这些都是缓变信号，不需要很高的采样率，但数值必须稳定，不能有毛刺。ADS122U04在2.5SPS数据速率下，50Hz和60Hz工频干扰抑制比表现非常好，正好命中HVAC的应用特点。

组合起来还有一层深层考量：分工明确。ADS122U04负责把模拟世界的温度变化转换成一串可靠的数字；PIC18F4682负责解析、运算、通信和系统管理。模拟部分和数字部分做了物理隔离和电源分区，降低数字噪声对模拟采集的干扰。这种设计思路和成熟工业产品的架构很接近，你后面做类似项目时也能复用这套架构逻辑。

3. 硬件电路设计：从传感器到MCU的完整链路

3.1 传感器方案选择：RTD、NTC、热电偶怎么取舍

温度测量第一步是选传感器，我在这套评估板上同时留了PT100（RTD）和NTC热敏电阻的接口，兼顾不同的精度要求和成本预算。用RTD做精密测量，用NTC做粗略但便宜的温度监测，这是工业和HVAC里最常见的组合。

RTD的核心优势是线性度和长期稳定性。PT100在0°C时阻值100Ω，温度系数约0.385Ω/°C，虽然非线性不能完全忽略，但通过查表或多项式拟合能轻松搞定。缺点是阻值变化小，对测量电路要求高——必须用四线制或至少三线制来消除引线电阻影响。

NTC的优势是灵敏度极高，价格便宜，但B值一致性差，线性度也不行，只能做窄范围测量。如果测量跨度超过50°C，不建议用NTC做精密测量。在HVAC里NTC通常用在不需要高精度的场合，比如室内温度粗略检测，误差要求±1°C以内就够。

热电偶则适合高温场景（300°C以上），但需要冷端补偿，处理起来更复杂，本次项目暂不做重点，但ADS122U04的PGA和内部温度传感器也支持热电偶方案，后面可以单独扩展。

3.2 三线制PT100接法详解：手把手画出关键电路

三线制RTD电路是本项目的灵魂。为什么要三线制？因为两线制时，传感器到ADC的那两根引线电阻直接串进测量回路，1米长的普通线缆电阻可能在0.1到0.5Ω之间，对应PT100就是0.3°C到1.3°C的误差，没法接受。四线制虽然最准，但线缆数量多、成本高。三线制做对称补偿，性价比最高。

用ADS122U04IPWR实现三线制测温，电路结构如下：

• IIDAC1激励电流从引脚IDAC1输出，流经RREF（精密基准电阻）、引线电阻RL1、PT100传感器、引线电阻RL3，最后流入IDAC2。
• IIDAC2配置为回流引脚，吸收相同电流。
• 第三条引线RL2连接到AIN2，作为感应线，不承载激励电流。
• 测量电压时，ADS122U04的通道1配置为AIN0-AIN1差分，测得的是PT100的电压；通道2配置为AIN2-AIN3（或者AIN2-AIN1）差分，测得的是引线电阻RL2上的电压。
• 从通道1的电压中减去通道2的电压，即可消除引线电阻的影响。

具体连接时，AIN0接PT100的高端引脚，AIN1接RTD引脚，AIN2接引线RL2的传感器端，AIN3接RREF的低端（即IDAC2回流点）。

电阻选型上，RREF建议选2.1kΩ、精度0.1%、温漂小于10ppm/°C的金属箔电阻，它直接决定基准电压的稳定性，这个钱不能省。RREF两端电压VREF = IIDAC × RREF，给ADC提供比例基准——这样即使激励电流有温度漂移，由于ADC测量的是电压比例，当激励电流变化时，RTD电压和基准电压同步变化，误差被自动抵消。

3.3 信号链参数计算：激励电流、基准电阻、PGA增益的推导过程

这部分是很多初学者卡住的地方，我用一个具体例子把数值算一遍。假设PT100在0°C时阻值100Ω，激励电流IIDAC设为1mA，RREF取2.1kΩ：

• RREF两端基准电压VREF = 1mA × 2100Ω =2.1V，接近ADS122U04内部基准的典型值2.048V，可以很自然地匹配内部PGA的满量程范围。
• 0°C时PT100上的电压VP100 = 1mA × 100Ω =0.1V。
• 100°C时PT100的阻值约138.5Ω，电压变为0.1385V。
• 从0到100°C，传感器输出电压变化范围只有38.5mV。这个信号直接进入24位ADC完全够用，其实不需要PGA放大。但如果测量热电偶这种微伏级信号，PGA增益就得取64或128。

PGA增益取多少合适？核心原则是让信号尽量占满ADC的输入满量程范围。ADS122U04的满量程输入电压等于±VREF/GAIN。以VREF=2.1V、GAIN=1计算，满量程约为±2.1V。PT100整个温度范围-50°C到+150°C对应的电压大约在80.3mV到157.9mV之间，占满量程的比例不到8%，但24位ADC的分辨率极高，L SB尺寸约为2.4μV（2.1V × 2 / 2^24），而系统噪声可能在微伏级RMS左右，因此不放大也够用。

关键原因是：PGA倍数越高，输入等效噪声和偏移也会被放大。所以能用低增益就不要用高增益，建议先用GAIN=1测试，观察数据稳定性和噪声分布，再决定是否需要放大。

3.4 电源与PCB布局的实战经验

模拟采集最怕电源脏。我的做法是，AVDD和DVDD分开供电，中间用铁氧体磁珠隔开；AVDD的输入加10μF和0.1μF两级去耦电容；ADC的REF引脚附近放一个1μF的C0G电容到AVDD，滤除高频噪声。

PCB布局上的经验要重点说，ADC的地（AGND）和数字地（DGND）应该单点连接，不要铺整块铜皮直接连。我在第一版PCB上图省事把AGND和DGND大面积连在一起，结果采集数据上叠加了明显的数字毛刺，后来改成在ADC下方用一小块焊盘区域做单点连接，毛刺立刻消失了。

另一个细节是线路布局的方向性。模拟信号线和数字通信线尽量呈90°交叉，避免平行走线造成耦合；RTD的引线最好走屏蔽线，屏蔽层一端接地；整个采集板的模拟输入区不要铺铜太满，留出空隙减少寄生电容。

4. 固件实现：PIC18F4682与ADS122U04IPWR的UART通信详解

4.1 UART硬件连接与初始化配置

硬件连线非常简单：ADS122U04的DOUT/DRDY（第10脚）接PIC18F4682的TX/RX对应引脚，DIN（第9脚）接PIC18F4682的RX/TX对应引脚，加上一条共同的GND。需要注意的是，如果PIC18F4682工作在5V而ADS122U04的数字接口是3.3V，中间必须加电平转换电路，我用的是两个BSS138 MOSFET做的双向电平转换，简单可靠。

初始化代码的关键部分如下（使用MPLAB X IDE + XC8编译器）：

// PIC18F4682 UART1初始化：波特率9600，8位数据无校验 void UART1_Init(void) { // BRGH = 1，SPBRG = 64（Fosc=40MHz时9600波特率） TXSTA1 = 0x24; // TXEN=1, BRGH=1 RCSTA1 = 0x90; // SPEN=1, CREN=1 BAUDCON1 = 0x00; // 8位波特率发生器 SPBRG1 = 64; TRISC6 = 0; // TX引脚输出 TRISC7 = 1; // RX引脚输入 }

波特率选9600是经过权衡的：ADS122U04的最快UART波特率支持到115200，但9600更稳，尤其在线缆较长或者环境干扰大的时候不容易误码。这个项目的数据量很小，几路温度数据每秒刷一次，9600完全够用，而且误码率最低。

4.2 ADS122U04 寄存器配置：逐位讲解关键参数

ADS122U04有四个配置寄存器（CONFIG0~CONFIG3），通过UART写入，每个寄存器8位。我的建议是先对着数据手册把每个bit的含义理清楚再动手，因为很多参数是耦合的——比如PGA增益和输入选择范围互相影响。

CONFIG0寄存器（地址0x00）控制输入选择、PGA和通道选择。高两位是通道选择位，AIN0-AIN1差分对应000，AIN2-AIN3对应001。如果你配置成单端模式，还需要配合MUX[1:0]位。这里注意：ADS122U04支持输入多路选择，但PGA的输入结构和通道选择是关联的，不能随便配，我一开始想同时轮询三个通道，结果寄存器配置冲突，数据乱跳，花了半天才排查出来。

**CONFIG1寄存器（地址0x01）**控制PGA增益和数据速率。增益选择位GAIN[2:0]，000为1倍，001为2倍，递增到128倍。数据速率位DR[2:0]，从2.5SPS到1000SPS可选。我的经验是，如果做精密温度测量，数据速率选20SPS或更低，可以获得50Hz/60Hz工频干扰抑制和更低的噪声。在HVAC这种温度变化缓慢的场景下，数据速率根本不需要高，但噪声性能的收益是实打实的。

CONFIG2寄存器（地址0x02）配置基准源和激励电流。基准源选择位，可以选内部基准或者外部基准。我推荐使用外部基准（即RREF上的电压），就是前面说的比例法，这个配置是RTD测量准确的关键。激励电流由IDAC[2:0]位控制，从OFF到1500μA可调，本设计设为1mA即100。

CONFIG3寄存器（地址0x03）用于配置IIDAC分配、PGA旁路和内部温度传感器使能。RTD模式下要把IIDAC1分配给IDAC1引脚，IIDAC2分配给IDAC2引脚，同时开启内部温度传感器用于芯片自温补。

实际初始化代码如下：

void ADS122U04_Init(void) { // 写CONFIG0：AIN0-AIN1差分，PGA=1 ADS122U04_WriteRegister(0x00, 0x00); // 写CONFIG1：PGA=1，数据速率=20SPS ADS122U04_WriteRegister(0x01, 0x2C); // 写CONFIG2：外部基准，激励电流=1mA ADS122U04_WriteRegister(0x02, 0x70); // 写CONFIG3：IDAC1->IDAC1引脚，IDAC2->IDAC2引脚 ADS122U04_WriteRegister(0x03, 0x04); }

这里要特别提醒：写寄存器后必须等待DRDY引脚变低才表示配置生效，不要配置完马上就去读数据。ADS122U04的UART接口是半双工工作，一条命令执行完才能发下一条，期间MCU要处理时序关系。

4.3 数据读取与温度换算：从原始码到摄氏度的完整流程

ADS122U04转换完成后，DOUT/DRDY引脚拉低，MCU就可以从UART读取24位数据。三个字节分别是高字节、中字节、低字节，需要拼成一个32位有符号数。因为输出是二进制补码格式，最高位是符号位，当温度为负时数据会是负数。

读取数据的代码：

int32_t ADS122U04_ReadData(void) { int32_t raw = 0; uint8_t buf[3]; // 等待DRDY拉低 while(ADS122U04_DRDY_PIN); // 发送读取数据命令：0x20 | (寄存器地址 << 2) UART1_Write(0x20); // 连续读取3字节 buf[0] = UART1_Read(); buf[1] = UART1_Read(); buf[2] = UART1_Read(); raw = ((int32_t)buf[0] << 16) | ((int32_t)buf[1] << 8) | buf[2]; // 处理符号位 if (raw & 0x800000) { raw |= 0xFF000000; } return raw; }

拿到原始码之后，怎么换算成电阻值？这是比例法测量的核心公式：

• 因为基准电压就是RREF两端的电压，所以ADC的输出比例直接等于传感器电阻和RREF的比值：R_PT100 = (raw_code / (2^23)) × RREF（注意24位ADC最高位是符号位，实际有效分辨率为23位）
• 假设RREF=2100Ω，raw_code=1000000，那么R_PT100 = 1000000 / 8388608 × 2100 ≈250.27Ω
• 温度通过Callendar-Van Dusen方程反向解算，或者直接查表法插值。

工业上最常用的还是查表+线性插值。PT100分度表每1°C一个值，用二分查找定位区间，再线性插值。分辨率0.01°C以内，MCU的运算量一点不成问题。我建议把分度表放在PIC的Flash里，用const数组存储，实测查找一次不到几百微秒，完全可接受。

4.4 关于校准：没有校准的温度采集都是耍流氓

很多刚到工业现场的人会有个错误认知：高分辨率ADC就等于高精度。这是个天大的误区。分辨率只是ADC能分辨的最小电压，精度是整个系统综合误差的结果。传感器本身的误差、基准电阻的误差、引线电阻残差、PGA偏移、甚至焊点热电势，都会叠加进去。

我的校准步骤是这样的：

1. 零点校准：把PT100探头放入冰水混合物（0°C），稳定后记录ADC读数，得到零点偏移。
2. 满度校准：用精密电阻箱设置100Ω（对应0°C）和138.5Ω（对应100°C）分别进行校准，记录实测值与理论值之间的差值。
3. 两点线性修正：软件在计算出电阻值后应用修正公式：R_corrected = (R_measured - R_zero) × (R_true_span / R_measured_span) + R_zero。

实测校准前，用精密电阻箱测100Ω标准值时，系统读数可能是100.32Ω，偏差0.32Ω对应约0.83°C，谁会想到误差这么大？校准完成后，全量程误差可以压到±0.1Ω以内（约±0.25°C），效果非常显著。

校准注意事项：校准时电流源、PGA增益、数据速率设置要和正式运行时完全一样，否则白校准；校准数据存储在MCU的EEPROM或者外部存储里，产品出厂前做一次，批量生产还能做多点温度补偿曲线，这个工程阶段投入的工时，后期会以良率的形式还回来。

5. 实测数据与性能表现分析

5.1 噪声测试：静态数据下的峰峰值表现

器件配置好以后，第一件事是测噪声。把输入端短接到GND，或者直接接一个精密电阻，然后连续采集数据，观察原始码的波动。

我在20SPS数据速率、PGA=1的条件下，连续采集了1000个点。用精密电阻箱设定100Ω验证，读到的数据换算成电阻值波动范围在±0.02Ω以内（峰峰值），按PT100灵敏度0.385Ω/°C折算，温度波动约±0.05°C，这个噪声水平在16位精度以内，对HVAC应用绰绰有余。

如果把增益提高到8倍，噪声会稍微增大，但对应的小信号分辨能力也在增强。大家评估性能时不要只看噪声绝对数，要看有效分辨率ENOB，就是峰峰值噪声和满量程的比值。我这套配置下的ENOB换算下来在19~20位左右，对于24位ADC来说不算顶尖，但在这种成本级别和外部基准场景下，已经是很健康的表现。

5.2 温漂表现：从25°C到85°C的变化趋势

温度漂移测试是把整个电路板放进温箱，设置不同环境温度点，读取传感器的换算值。在25°C、50°C、85°C三个点上分别稳定1小时后记录数据，结果如下：

这说明基准电阻的温度系数和PGA的温漂在这个系统里一共贡献了大约7ppm/°C的综合漂移。如果还想再压，可以选温漂更小的低温漂网络电阻，或者加软件温度补偿（利用ADS122U04内置温度传感器，芯片内部温度每升高1°C修正一定偏移，实测能把温漂再压掉一半以上）。

5.3 长期稳定性：连续运行72小时的数据变化

连续运行72小时，每隔10分钟记录一次读数。数据总体漂移不超过±0.1°C，属于正常范围。特别要留意的是，系统的上电初始漂移往往比较明显——前30分钟内读数可能有0.3°C左右的偏移，之后逐步稳定下来。这主要是PCB发热和芯片自热导致的热平衡过程。

给产品设计留个心眼：建议在上电后做30秒到1分钟的延时再开始正式采集，或者软件上做“启动预热标志位”，预热完成前显示的数据标记为不稳定状态。这个细节在HVAC的产品里尤其重要，因为控制逻辑如果过早采样错误数据，可能造成压缩机误动作。

6. 常见问题与排查技巧实录

6.1 数据跳动大、读数不稳定

现象是采集到的温度值上下乱跳，波动范围超过±1°C。排查步骤按优先级来：

• 先查电源。用示波器看AVDD引脚纹波，纹波峰峰值不能超过10mV。发现示波器上有50mV毛刺，一查是开关电源的纹波顺着供电线窜进来的，换成了LDO后毛刺降到2mV。
• 再查基准电阻。RREF虚焊或者贴片电阻本体材质不好，都可能引入严重的非线性误差。别偷懒，用万用表量一下实际阻值。
• 最后查硬件接线。特别是RTD的引线是不是和电源线绑在一起走线了，这种感应耦合最容易产生交流干扰。把模拟地和数字地在ADC处单点接地后，毛刺少了一大半。

6.2 写入寄存器后数据不更新

这个坑踩过的人不少。ADS122U04的UART写操作有特定的帧格式和时序，MCU发送完写命令和寄存器值后，必须等待足够的间隔时间，芯片内部需要时间来完成命令解析并且启动一次新转换。我当时的解决办法是：

• 每次写寄存器后加至少10ms延时再发下一命令；
• 延时后等待DRDY引脚拉低，表示新转换已完成；
• 如果DRDY一直不拉低，回头检查UART波特率是否匹配——尤其是5V的MCU直接接3.3V的ADC时，电平不匹配会导致UART信号识别错误，表现为命令静默丢失；

6.3 三线制RTD接线接反的效果

三线制RTD有个容易犯的错误：把RL2感应线和RL3回流线接反。接反后，通道2测到的电压就不是引线电阻上的电压了，减完之后不但没补偿，反而把误差放大了。检验方法很简单：拔掉PT100传感器，正常接线时AIN0-AIN1差分电压接近0V；如果读数很大，说明接线有问题。

另外说一下二线制改三线制的坑。有些人图省事，把二线制传感器的那两根线分别接到AIN0和AIN2，第三根线直接用一根导线短接。这样做会导致引线电阻没有被真正激励，根本起不到补偿作用。三线制传感器必须内部结构支持三线，否则就老实用四线制。

6.4 负温度读数和零点漂移的校准法

PT100在0°C以下时，阻值小于100Ω，ADC输出可能是负值。如果读数显示为0却实际是-5°C，多半是零点偏移没校准，或者PGA的偏移电压太大。在校准流程里加入零点修正，并且确保ADC在每次上电时先做一次内部偏移校准（读取内部短接通道的偏移），再开始正常测量，能解决大部分零点漂移问题。

7. 扩展应用与工程化建议

7.1 多通道轮询：一个ADC测多路温度

ADS122U04有四个输入引脚，单端模式最多可接8路传感器。我的建议是RTD用差分模式接三线制，NTC用单端模式接。多路轮询时要注意：

• 通道切换后等待稳定的建立时间。因为输入多路开关切换后，PGA的输入电容需要时间充电，切换后立刻读数会有建立误差。实测等10ms左右再读数据，误差可忽略。
• 数据速率和建立时间有耦合关系。如果用20SPS，每个通道的转换时间是50ms，8个通道全扫一遍是400ms，完全能满足HVAC的控制频率。

7.2 软件滤波的加强处理

ADC已经带了数字滤波器，我在实际产品里又加了一道中值滤波加滑动平均的组合：每通道连续采5个点，去掉最大最小值，剩下三个求平均。这一套下来，现场偶尔出现的脉冲干扰完全被吃掉，控制稳定性提升明显，代价仅是增加两行代码。

7.3 异常报警与故障自诊断设计

工业应用必须有故障自诊断，不能传感器断了还显示一个错误温度，那可能把整个系统的控制逻辑带崩。我在软件里同时做了三个检查：

1. 开路检测：RTD电阻大于400Ω（对应温度远超量程）时标记开路；
2. 短路检测：RTD电阻小于50Ω时标记短路；
3. 数据合理性检查：相邻两次读数的跳变超过设定阈值（比如5°C），并且持续多个周期，说明信号链有问题。

这个思路可以根据你的具体传感器和量程做适配。硬件上，RTD开路时如果激励电流还在工作，ADC可能读到满量程，这个特性就是开路检测的物理基础，很好用。

7.4 成本与供应链视角

不得不说的一个工程现实是：ADS122U04IPWR这颗料在某些渠道有货期波动，而且价格不便宜。如果你要量产，建议提前备货或者找替代方案。TI的ADS122C04（I²C版本）引脚兼容但接口不同，软件要改。好在整个信号链的设计思路完全复用，这也是方案选型时把信号链架构和接口解耦设计的一个额外好处——换MCU或者换ADC，核心采集逻辑不受影响。

从我个人的实际体会来说，这套ADS122U04加PIC18F4682的组合在不同项目里反复用过，最大的收获不是某个具体寄存器怎么配，而是建立了一种“从传感器到数据”的整体思维——每次调试异常时，先分析信号链的哪一环出了问题，再动手改代码或者改硬件。这种排查方法，在后面的项目里一直很管用。如果你正准备上手，建议先搭一块最小测试板，用精密电阻箱模拟PT100，把整个数据链路跑通再连真实传感器，能省下一大半调试时间。