ADS122U04+STM32F732：长线干扰下PT100温度采集链路设计实战

做 HVAC 控制柜的朋友应该都有过这种经历：风道里的 PT100 信号想送进控制器，距离稍微一长，模拟线缆就开始给你颜色看。我之前一套方案用的是 SPI 接口的高精度 ADC，传感器板和主控板分开，板间靠 5V 供电加时钟线连接，结果上电一次掉线一次，干扰进来之后数据直接起飞。后来换成 TI 的 ADS122U04IPWR，一颗 24 位 Δ-Σ ADC，直接用 UART 口和单片机说话，再配上手上的 STM32F732IE，整套温度测量链路才算真正稳下来。

这篇文章就是把我在工业与 HVAC 温度测量项目里用这两个芯片的过程拆开写一写。适合正在做温度采集、传感器变送器、控制器模拟量输入通道的嵌入式工程师，尤其是被长线干扰和接地问题折磨过的人。文章不打算复述数据手册，只讲实际选型时怎么想、硬件怎么接、固件怎么写、误差怎么控，最后把调试现场踩过的坑也一并列出来。

1. 从现场倒推选型：为什么温度采集链路偏偏要这样搭

1.1 工业与 HVAC 的温度精度预算

先说一个容易被忽略的事实：HVAC 和工业过程控制对温度测量的要求完全不一样。HVAC 里风道温度、回水温度通常做到 ±0.5°C 就能交差，重点看长期稳定性和成本。工业过程控制就不一样了，很多场合要做到 ±0.1°C 的重复性，甚至要求分辨率能分辨 0.01°C 的变化。这个差距直接决定了 ADC 位数和传感器类型的选择。

以 PT100 为例，0°C 时电阻 100Ω，100°C 时电阻 138.5Ω，灵敏度大约 0.385Ω/°C。如果用 1mA 恒流源激励，温度每变化 1°C，传感器两端电压只变化 385µV。想分辨 0.01°C，等效电压分辨率就要到 3.85µV。16 位 ADC 在 2.048V 基准、8 倍增益下，一个 LSB 大约 3.9µV，理论上刚刚够，但实际噪声一大就基本看不出来。换成 24 位 ADC，满量程对应的 LSB 电压小了几个数量级，虽然受噪声限制达不到理想分辨率，但至少在量化级别上不会拖后腿。

工业现场还有 50Hz 工频干扰、变频器谐波、大电流电缆耦合这些问题，所以 ADC 的差分输入、PGA 增益和内置数字滤波器比单纯“位数高”更关键。这也是我最后选 ADS122U04IPWR 而不是随便一颗高精度运放加 MCU 内置 ADC 的原因：集成度高，前端调理电路省了一大半。

1.2 ADS122U04IPWR 的看家本领，以及“UART 接口”意味着什么

ADS122U04IPWR 这颗芯片从型号上就能看出它的定位：ADS1220 的 UART 版本。内核还是 24 位 Δ-Σ 调制器，带 PGA、内部基准、两个可编程激励电流源 IDAC，还有一路内部温度传感器，工作温度范围覆盖 -40°C 到 +125°C，TSSOP-16 封装，工业环境完全够用。它和常见的 ADS1220 最大区别就是把 SPI 口换成了 UART 口。

别小看这个接口变化，现场用起来差别非常大。SPI 需要 CLK、MOSI、MISO、CS 至少四根线，时钟频率高、沿沿锋利，稍微拉长一点距离就变成一根天线。UART 只需要 TX、RX 两根线，异步协议，不需要时钟同步，电平速度可以压得很低，配合数字隔离器、光耦甚至 RS-485 收发器都非常自然。

另外一个实际收益是代码逻辑简单。SPI 时序要盯着 CS 和时钟沿，而 UART 只要波特率对齐、按手册发命令字节，剩下的交给串口中断和 DMA。对工程师来说，少一块调试时间就是实打实的成本。

1.3 STM32F732IE 在链路里承担什么活

STM32F732IE 在我这套系统里不是单纯“读 ADC”的工具，它要做的事情包括：驱动两路 ADS122U04 轮询采集、做 PT100 线性化、热电偶冷端补偿、数字滤波，以及把最终温度值通过 MODBUS 或一路 DAC 送到上层控制器。这些运算在一个 Cortex-M7 内核、主频 216MHz 的芯片上根本不费力，FPU 处理浮点线性化公式非常快。

选型时我更看重两点。第一，STM32F732 的 USART 外设带分数波特率发生器，115200 这种常用波特率可以做到几乎没有误差，和 ADS122U04 对接时不容易出现帧错误。第二，它有足够多的 UART 通道，每个 ADS122U04 独占一路串口非常合适，避免多片设备在一条总线上排队。工业级温度范围也让整个控制板不用为“商用级芯片在夏天机柜里死机”这种事操心。

2. 传感器侧的真实接法：RTD 激励、热电偶冷端与参考电阻

2.1 四线制/三线制 RTD：电流激励怎么抵消导线电阻

RTD 本身是无源电阻元件，必须有电流流过才能产生测量电压。ADS122U04 内置两个 IDAC 恒流源，可以配置成 0.25mA 到 3mA，这就是给 RTD 供电用的。激励电流越大，信号电压越强，但自热效应也越明显。PT100 在 1mA 激励下 100°C 时功耗只有 0.14mW，自热影响基本可以忽略，所以我通常优先用 1mA。

接线方式直接影响测量精度。两线制最省线，但导线电阻会直接叠加到 RTD 电阻里，50 米线用 0.5mm² 铜线，单趟电阻可能有 2Ω，误差折算成温度超过 5°C，完全不能接受。四线制最准：两根线给 RTD 送电流，另外两根线专门做电压检测，电压检测线上几乎不流过电流，导线压降进不了测量回路。问题是四线制探头成本高、现场接线容易错。

三线制是工业和 HVAC 最常见的折中方案。它的思路是让两条电流线的压降尽可能出现在共模位置，差分输入把它们消掉。实际接法我建议直接参考 TI 关于 RTD 测量的应用笔记，里面有 IDAC1、IDAC2 和参考电阻的完整拓扑。我这里只强调设计目标：任何接法只要让检测回路不承载激励电流，或者让线阻压降以共模形式出现，就是对的。

2.2 比例式测量：为什么我用外部参考电阻而不是内部 2.048V

ADS122U04 内部有 2.048V 基准电压，很多朋友上来就把它用作 ADC 参考，接线也简单。但这里藏着一个误差源：激励电流源 IDAC 是有温漂和初始误差的，如果激励电流变了，RTD 上的电压就变了，而 ADC 参考电压还是那个稳如泰山的 2.048V，最终读数自然跟着电流一起漂。

比例式测量可以把这个误差干掉。做法是在外部放一颗精密参考电阻 RREF，让 ADC 的基准电压直接取自 RREF 上的压降：VREF = I × RREF。RTD 电压 VIN = I × RRTD，两个电压都受到同一个电流 I 的影响，相除之后电流项抵消。理想情况下，即使 IDAC 电流随温度变化了，ADC 输出码也基本不变，因为分子分母是同步缩放。

比例式测量下的换算公式非常干净：

R_RTD = CODE × RREF / (2^23 × G)

其中 CODE 是 24 位有符号转换码，G 是 PGA 增益。RREF 的选取原则是让激励电流和传感器量程匹配，同时参考电压不能超过器件允许范围。比如 PT100 测 0~150°C，RREF 取 1.8kΩ，1mA 电流下 VREF = 1.8V，离满量程还有余量，比较稳妥。

2.3 热电偶冷端补偿与内部温度传感器的配合

如果用热电偶，事情会稍微绕一点。热电偶输出的是热端和冷端的温差电动势，冷端温度必须补偿回来，否则读数直接偏几度。ADS122U04 内部集成了一个温度传感器，可以作为冷端温度的来源，省去外接热敏电阻的通道。但要注意一点：内部温度传感器测的是芯片封装内部温度，只有当热电偶接线端子、等温块和芯片距离很近、热平衡做得足够好时，这个读数才能代表真实冷端温度。

冷端补偿公式如下：

T_hot = T_cold + V_tc / S_tc

V_tc 是热电偶的输出电压，S_tc 是该温度点的塞贝克系数，K 型热电偶大约 41µV/°C。ADC 侧要用高增益去放大小信号，比如 PGA 设成 32 或 64。冷端温度本身建议在固件里再做一次平滑滤波，因为芯片温度会受到自身功耗和周围发热元件影响，直接拿去补偿热电偶会让输出跟着抖动。

工业过程控制里如果要求冷端补偿精度更高，我建议在等温区加一颗外置精密 NTC 或数字温度传感器，而不是依赖芯片内部温度传感器。HVAC 这种精度要求低的场合，用内部温度传感器就够。

2.4 输入端的 RC 滤波和 ESD 保护

传感器探头挂在设备外面，线缆长、干扰大、还可能被师傅拿螺丝刀碰一下。ADS122U04 的输入引脚不能裸奔。我每一路差分输入都加了串联电阻和差分电容，电阻取 1kΩ，电容取 100pF 到 1nF，既能抑制射频干扰，又能和 ADC 内部的采样结构一起构成抗混叠滤波。

ESD 保护也不能省。工业线缆很容易感应静电，TVS 二极管选结电容小的型号，并联在差分输入和地之间。要注意 RC 滤波器的截止频率不能太低，否则传感器信号建立时间会变长。配置完 PGA 之后最好等一下 RC 充放电，至少留出几十毫秒再启动转换。

3. 固件接入的第一步：读懂 ADS122U04 的 UART 协议与配置流程

3.1 上电后的三次握手：波特率对齐、复位等待、DRDY 确认

ADS122U04 的 UART 接口乍一看和普通串口外设没区别，但直接上电就发命令往往会失败。原因有两个：第一，ADC 上电复位需要时间，MCU 如果在上电瞬间就发命令，ADC 根本没准备好；第二，ADS122U04 的波特率来自内部配置寄存器，上电默认值和你在固件里想用的值不一定一致。

我在这套系统里的做法是：给 ADS 上电后先等待 10ms，让它完成内部上电复位；然后连续发送三次复位命令，把芯片拉到确定的初始状态；接着等待 DRDY 引脚产生有效信号，确认 ADC 已经进入可接收命令的状态。只有完成这一步，后面写配置寄存器才有意义。

这里要特别提醒：DRDY 引脚是 ADC 的“心跳”，它在转换完成时产生下降沿或脉冲。如果不确认 DRDY 就直接发读数据命令，轻则读到上一次的旧数据，重则把数据流和命令流混在一起，整个解析都乱掉。我建议无论用不用中断，DRDY 都必须接一个空闲 GPIO 或 EXTI。

3.2 CONFIG0 到 CONFIG3 的配置决策表

ADS122U04 有四个主要配置寄存器，我用一张表总结一下每个寄存器控制什么，以及我在实际项目里是怎么填的。具体的位域编码请以数据手册和官方配置工具为准，这里只讲功能决策。

传感器不同，这套配置也要跟着改。测热电偶时 REG1 的 PGA 要调到 32 或 64，REG3 里 IDAC 电流可以关掉，因为热电偶不需要激励；内部温度传感器要打开，因为冷端补偿要用。测热敏电阻时，激励电流可以降到 0.25mA 或 0.5mA，以免大电流让 NTC 自身发热改变阻值。

3.3 单次转换与连续转换的选择逻辑

ADS122U04 支持单次转换和连续转换。单次转换模式下，主机发一个 START 命令，ADC 做一次转换，完成后 DRDY 拉低，主机读走数值，ADC 回到等待状态。连续转换模式下，ADC 按设置的数据速率反复转换，DRDY 周期性出现，主机需要持续读走结果。

我的 HVAC 项目使用的是单次转换模式，原因是系统里有两片 ADS122U04 和多路温度通道，单次转换便于分时轮询。每次启动一个通道，等 DRDY，读数据，换下一个通道，时序都是确定的，不会出现连续模式下“上一次还没读走，下一次转换已经结束”的粘包问题。

连续模式适合只测一个点、要非常平滑且不想频繁和芯片握手的场合。但连续模式有个隐藏问题：如果主机被中断任务拖住，长时间没读数据，ADC 内部数据寄存器会不断更新，你最终拿到的是“最近一次”转换结果，而不是某一时刻的采样值。做实时控制时要小心。

3.4 一段贴近实际的初始化代码结构

驱动代码的细节每家主控不一样，但流程是一致的。我习惯写一个小的配置封装，功能逻辑如下：

static void adc122u04_write_reg(uint8_t reg_addr, uint8_t value) { /* WREG 命令：先发命令字节，再发寄存器地址，然后发数据字节 */ uart_send_byte(WREG_CMD); uart_send_byte(reg_addr); uart_send_byte(value); } static void adc122u04_init(adc_cfg_t *cfg) { adc122u04_reset(); delay_ms(10); /* 配置寄存器语义，位级编码见芯片手册 WREG 命令表 */ adc122u04_write_reg(REG_CONFIG0, cfg->mux); adc122u04_write_reg(REG_CONFIG1, cfg->pga | cfg->conv_mode | cfg->data_rate); adc122u04_write_reg(REG_CONFIG2, cfg->vref | cfg->idac_routing); adc122u04_write_reg(REG_CONFIG3, cfg->idac_current | cfg->int_temp_sensor); adc122u04_start(); while (!adc122u04_drdy_ready()); }

看到这里可能有朋友觉得奇怪：为什么代码里没有具体的寄存器数值？因为 UART 版和 SPI 版在命令编码上有区别，位数、命令字节格式都不同，我不想在文章里写错。实际项目里我会打开 TI 官方数据手册的 WREG 部分，把每个寄存器的位域定义做成宏，再用宏拼出上面的 cfg 字段。前面那个 cfg 配置结构体虽然看起来像固件 API，但真正目的是把配置流程讲清楚。

4. STM32F732 侧的采集节奏与温度换算：从 ADC 原始码到摄氏度

4.1 UART + DMA + EXTI 的低延迟采集状态机

主控这边我采用 UART 空闲接收加 DMA 的方式。ADS122U04 每次转换完成会产生一个 DRDY 下降沿，用来触发 STM32F732 的外部中断。在中断里启动一次 DMA 接收，把数据帧搬进内存，然后立刻回主循环做解析和换算。这样做的好处是：CPU 不用忙等串口逐字节接收，也不容易在串口中断里被高优先级任务打断，导致丢数据。

采集状态机大概长这样：空闲状态发 START 命令，等 DRDY；DRDY 到达后启动 DMA 接收；DMA 完成后挂起一个标志，主循环在时间片里处理数据。每片 ADS122U04 的 DRDY 都用单独的 EXTI 线，互不相扰。

如果 ADC 返回纯 24 位数据，DMA 接收长度设为 3 字节；如果开了状态字节，就按 4 字节接收。这个要和自己配置的寄存器一致。

4.2 原始码到电阻值的完整公式推导

ADS122U04 的转换码是 24 位有符号数，差分输入在正满量程时对应约 +2^23 - 1，负满量程对应约 -2^23。拿到 raw 之后先转成有符号 int32，再代入公式。

比例式测量的最终公式是：

R_RTD = (CODE / 2^23) × (RREF / G)

CODE 是有符号码，G 是 PGA 增益。这个公式比“电压法”省一步，因为参考电压和激励电流的原始值都被约掉了。举个例子：G = 8，RREF = 1.8kΩ，PT100 在 0°C 时 RRTD = 100Ω，那么 CODE = RRTD × 2^23 × G / RREF = 100 × 8388608 × 8 / 1800 ≈ 3728269。也就是大约 3.7M 码。

同条件下，每 0.01°C 对应的电阻变化约 0.00385Ω，换算成码值变化大约 140 码。所以 24 位的量化空间绝对够，真正的瓶颈在噪声。

4.3 PT100 的 Callendar–Van Dusen 反解

得到 RRTD 之后，下一步是把电阻换成温度。PT100 在 0~100°C 范围内可以简化用二次方程描述：

R = R0 × (1 + A×T + B×T²)

其中 R0 = 100Ω，A = 3.9083e-3，B = -5.775e-7。反解这个二次方程，取正根：

static double pt100_resistance_to_temp(double r) { const double R0 = 100.0; const double A = 3.9083e-3; const double B = -5.775e-7; double a = R0 * B; double b = R0 * A; double c = R0 - r; double disc = b * b - 4.0 * a * c; if (disc < 0.0) { return -999.0; } return (-b + sqrt(disc)) / (2.0 * a); }

这个函数在 0~100°C 区间内和 IEC 60751 精度基本吻合。如果测温范围扩展到 -200°C，就要用带 C×(T-100)×T³ 的完整分段公式，建议直接查表插值，避免浮点二次方程在低温段失真。

4.4 软件滤波策略：既要平滑，又不能拖慢回路

ADC 虽然标了 24 位，但实际有效分辨率受噪声限制。我在 330SPS 数据速率下实测，G=8 时原始码跳动有十几个 LSB，直接拿去给 PID 用会抖到没法看。常见的补救办法是软件滤波。

我用的是“五点滑动平均 + 一阶低通”组合。滑动平均把高频毛刺压掉，一阶低通把剩余噪声再削一层。一阶低通系数 alpha 取 0.1 到 0.3 之间，alpha 越小越平稳，但响应越慢。HVAC 风道温度变化本身不快，alpha 取 0.2 效果不错；如果是工业过程快速升温，alpha 可以调到 0.5，避免滤波成“慢半拍”。

提示：滤波不是越多越好。PID 回路里额外叠加纯滞后和低通滤波会降低相位裕度，搞不好会自激振荡。滤波参数要和温度变化速率匹配。

5. 不准的话先别怪 ADC：把误差源一项项拆出来

5.1 ADC 自身的噪声、失调与增益误差

很多人拿到 ADS122U04 之后先测一个理想电压，发现码值不是完全稳定的，就开始怀疑芯片坏了。其实 Δ-Σ ADC 的“24 位”指的是量化位数，不是有效分辨率。在 G=8、330SPS 下，折合到输入端的噪声通常有几百纳伏到几微伏，表现在 PT100 上就是零点零几摄氏度到零点一摄氏度的跳动。这很正常。

失调误差会让零点偏移，增益误差会让斜率变化。ADS 系列一般支持内部失调校准，或者我们直接在软件里减一个“零点值”。最简单的方法：把差分输入端短接，采一组码当 offset，之后每次读数减掉它。增益误差则可以通过两点校准修正，具体见 5.3。

5.2 激励电流和参考电阻的温漂才是隐形杀手

比例式测量抵消了 IDAC 的温漂，但外部参考电阻 RREF 的温漂不会被抵消。如果你随手抓一颗普通贴片电阻当 RREF，标称 25ppm/°C，环境温度变化 30°C 就会带来 0.075% 的误差，折合到 100°C 的 PT100，大约 0.19°C。如果在机柜里温度升了 60°C，误差接近 0.4°C，这在水流量计的温差测量里可能直接导致热量计量不准。

所以 RREF 必须选低温度系数的精密电阻，至少 10ppm/°C，扣预算就上 5ppm/°C 的金属箔电阻。初始精度 0.1% 的偏差可以通过校准消掉，温漂偏差则要用温度寿命来保证，这一点不能省。

5.3 零点校准与两点校准：量产可用的标定流程

我没有把校准想得太复杂。量产时给每个通道做两个点的线性修正：

R_corrected = a × R_raw + b

第一个点是零点，通常把 RTD 探头放进冰水混合物，或者直接用精密电阻箱设定 100Ω；第二个点可以设在 138.5Ω，对应 100°C。用精密电阻箱比恒温槽方便得多，因为不用考虑水温不均和热传导延时。校正后固件只存两个浮点或定标参数。

没有电阻箱的话，可以在电路板上留下校准模式：关机状态下换上一个精度 0.05% 的固定电阻，通过串口命令采集码值并保存零点。这个方法我很常用，尤其是现场传感器被密封在风道里、无法拆卸时，比拆探头靠谱得多。

5.4 我们实测的一组数据与偏差复盘

下面是我在实验室用一台高精度温度校验仪做的一组数据，传感器是 A 级 PT100，ADC 配置为 G=8、RREF=1.8kΩ、330SPS 加数字滤波：

最大偏差大约 0.12°C，主要来源是 RREF 的初始偏差和 PT100 自身在 A 级允差内的偏离。这个结果对 HVAC 来说绰绰有余，对要求 ±0.1°C 的工业场合则需要再做一次两点校准，把系统偏差收进 ±0.05°C 以内。

6. 调试现场常见的坑：从收不到数据到读数悄悄漂移

6.1 上电首包失败与波特率跳变

第一个坑几乎人人都会踩：固件写好一上电，第一条命令发出去之后，ADC 没有任何反应，读回来的全是 0xFF 或 0x00。最后发现是主机上电时序太快，ADC 还在复位中，或者 ADC 的默认波特率和主机当前波特率不一致，首帧直接错位。

我的解决方案很笨但有效：主控上电后先延时至少 10ms，连续发三次复位命令，再等待 20ms。期间用一个标志位把后续采集流程锁住，直到第一次 DRDY 有效才解锁。有些项目还会在配置完波特率寄存器后主动重启一次通信，确保两边波特率对齐。这个延时虽然简单，但省了我很多调试时间。

6.2 DRDY 丢边沿导致的粘包与丢帧

第二个坑是粘包。我在连续转换模式下遇到过一种情况：DMA 接收的数据流比预期多了一个字节，后面整个解析全部错位。原因是 DRDY 下降沿来了，但主控正在处理更高优先级的中断，启动 DMA 的动作被延迟，ADC 已经把新数据覆盖到同一个寄存器里，或者数据寄存器被读走之后又进入下一帧。

解决办法是改用单次转换模式，并把 DRDY 边沿捕获作为采集状态的切换条件。每次只启动一个完整“START -> DRDY -> DMA 接收”周期，如果 DMA 超时未完成，就清空缓冲区回到 IDLE。超时定时器是个好东西，主循环里放一个 20ms 看门狗式检查，一旦卡死就重新初始化该通道，避免整个系统挂掉。

6.3 长线 UART 的波形整形与隔离建议

分离式安装时，UART 线长几米并不罕见。在 115200 波特率下，线缆电感和分布电容会让波形出现明显振铃，边缘反弹会导致 MCU 接收到错误的起始位。我实测过 5 米普通杜邦线，高电平上沿像弹簧一样抖，偶尔就丢帧。

处理方式有三个：把波特率降到 19200；用屏蔽双绞线传输；在接收端加一个简单的 100Ω 串阻和上拉/下拉整形。如果还要做电气隔离，推荐用数字隔离器代替光耦，速率和一致性都好很多。隔离之后地环路彻底断开，现场传感器和主控之间的共模电压差不会再打进 ADC。

6.4 自热效应和环境温度变化引起的“假漂移”

有段时间我发现读数会在开机后慢慢往上飘，半小时后才稳定。排查了很久，最后确认不是 ADC 的问题，而是 PCB 上 ADS122U04 离一颗降压电感太近，电感发热把芯片周围空气烤热了。内部温度传感器和 PGA 的温度特性都会受到影响，读数自然跟着飘。

处理办法是物理上把 ADC 挪远一点，同时在传感器端增加通风和散热路径。HVAC 风道里如果风速时有时无，传感器自热也会导致小范围漂移，这时把激励电流从 1mA 降到 0.5mA 能明显缓解。记住一个原则：测温系统最怕的是“局部温度准，整体温度偏”，等温区要尽量小，热源要尽量远。

6.5 最后留一个自检通道

有一件小事让我在量产返修率上省了不少钱：每块板子上我都会留一个空闲通道，焊接一颗经过筛选的精密电阻（比如 138.5Ω，对应 100°C 的 PT100），用同样的配置跑一遍 ADC，固件里做个“回读校验”。如果这个通道测出来的值偏离设定值太多，说明 ADC、参考电阻或基准链路出了问题，而不是探头问题。

这个自检通道的价值在于故障隔离。现场报修说“温度不对”，客服只要发一条命令让设备自检，就能分辨是传感器探头坏了还是主板采集链路坏了，省掉了大量现场排查时间。可以说，这套方案真正稳定下来，一半靠 ADS122U04 和 STM32F732IE 本身，另一半靠的是给系统留了一条确认“自己没坏”的后路。