模拟信号共模抑制比提升：从原理到实战的系统性优化
在工业自动化、医疗设备或精密测量系统中，你是否遇到过这样的问题？——传感器输出本应是稳定的毫伏级差分信号，但实际采集到的数据却“飘忽不定”，噪声频谱里总能看到50Hz工频干扰的影子。即便更换了ADC和电源，问题依旧存在。
这类现象的背后，往往不是某个单一器件的问题，而是共模干扰突破了前端电路的防御线。而决定这条防线强弱的关键指标，正是共模抑制比（CMRR）。
本文不堆砌术语，也不照搬手册，而是带你以一个系统工程师的视角，重新理解CMRR的本质，并通过真实设计案例，揭示那些数据手册不会明说、却直接影响性能的工程细节。
什么是CMRR？别被公式骗了
我们都知道那个经典公式：
$$
\text{CMRR (dB)} = 20 \log_{10} \left( \frac{A_d}{A_{cm}} \right)
$$
听起来很完美：只要 $ A_{cm} $ 越小，CMRR越高。但在现实中，没有任何放大器能做到完全对称。哪怕两个电阻差了0.05%，也会让理论上的120dB CMRR瞬间跌到80dB以下。
更关键的是：CMRR不是一个固定值，它随频率下降的速度可能比你想得快得多。
比如一款标称“DC下100dB CMRR”的仪表放大器，在1kHz时可能只剩70dB，到了10kHz甚至跌破50dB。为什么？因为寄生电容破坏了输入端的阻抗平衡，高频共模噪声开始“漏”进差分路径。
所以真正有价值的不是静态参数，而是在整个信号带宽内维持高CMRR的能力。
差分架构为何抗干扰？本质是“抵消”
想象两个人站在同一条船上拉绳子。如果两人同时向前走一步，船整体前移——这就像共模信号；但如果一人前进、一人后退，绳子被拉紧——这就是差分信号。
差分放大器的工作方式类似：它只关心“谁多拉了一点”。只要干扰同时作用于正负输入端（即共模），理论上就会被相互抵消。
但前提是：两条路径必须完全对称。任何不对称都会导致部分共模电压转化为差分误差，最终出现在输出端。
这就引出了影响CMRR的三大敌人：
- 元件失配（尤其是电阻）
- 布局不对称
- 温度梯度
下面我们逐个击破。
器件选型：别只看宣传页上的数字
市面上有很多号称“超高CMRR”的仪表放大器，比如ADI的AD8421、TI的INA826等。它们确实强大，但选型不能只看宣传页上写的“120dB”。
你需要关注几个隐藏参数：
| 参数 | 为什么重要 |
|---|---|
| CMRR vs Frequency 曲线 | 决定你在目标频段的实际抑制能力 |
| 增益非线性度 | 高增益下是否仍保持线性，影响小信号精度 |
| 输入偏置电流温漂 | 温度变化时是否会引入额外失调 |
| 内部匹配电阻精度 | 直接决定初始CMRR上限 |
举个例子：INA128内部集成了激光修调的0.01%匹配电阻，这意味着即使外部什么都不做，也能轻松实现>100dB的初始CMRR。相比之下，用分立运放搭出来的差分电路，即使用0.1%精度电阻，实测CMRR也很难超过80dB。
数字可调IC带来新思路
现代信号调理IC如TI的PGA900、AD719x系列，不仅集成PGA、ADC、基准源，还支持SPI配置滤波器和自校准功能。
下面这段代码看似简单，实则暗藏玄机：
void configure_pga900_gain_cmrr_optimized(void) { uint8_t config_reg[3]; // 设置增益 = 100 V/V config_reg[0] = 0x02; config_reg[1] = 0x1C; // GAIN[4:0]=11100 → ×100, 启用参考缓冲 spi_write(config_reg, 2); // 启用输入低通滤波（单极点，~10kHz） config_reg[0] = 0x0F; config_reg[1] = 0x83; spi_write(config_reg, 2); // 触发内部零点校准 trigger_internal_calibration_sequence(); }- 启用参考缓冲：防止外部负载影响参考电压稳定性，间接提升PSRR和CMRR；
- 输入滤波：在模拟域提前衰减高频共模噪声，避免其进入放大器带宽范围；
- 定期校准：补偿温漂和老化带来的失调累积，维持长期CMRR性能。
这些操作看起来只是“配置寄存器”，但实际上是在构建一套动态维护高CMRR的机制。
电阻匹配：0.1%不够，你要的是0.01%
很多人认为“买了0.1%精度电阻就万事大吉”。错！绝对精度不如相对匹配。
假设你在搭建一个差分放大器，四个反馈电阻分别为：
- R1 = 10kΩ +0.1%
- R2 = 10kΩ -0.1%
- R3 = 10kΩ +0.05%
- R4 = 10kΩ -0.05%
虽然都在标称范围内，但相对失配达到了0.2%，直接导致CMRR下降至约60dB。
解决方案只有一个：使用匹配电阻阵列。
像Vishay的LT5400、TSZ152这类四通道薄膜匹配电阻，通道间匹配可达±0.01%，温漂低至5ppm/°C。将其用于差分网络，可以将因电阻引起的CMRR损失控制在1dB以内。
更重要的是：这些芯片封装紧凑，确保所有电阻处于几乎相同的热环境中，极大削弱了温差带来的动态失配。
PCB布局：看不见的“战场”
再好的器件，遇上糟糕的PCB，也会功亏一篑。
我曾见过一个项目，用了AD8421仪表放大器，理论上CMRR应达120dB，但实测仅82dB。排查一周才发现问题出在走线上——一对差分输入线，一条绕了远路去避让数字信号，另一条直连，长度相差超过15mm。
结果是什么？高频共模信号在两线上产生相位差，变成“伪差分”噪声被放大输出。
差分走线黄金法则
- 等长等宽：长度差异控制在1mm以内，越短越好；
- 紧耦合布线：间距 ≤ 2倍线宽，增强互感抵消能力；
- 避免跨分割平面：返回路径中断会导致阻抗突变；
- 上下层完整地平面包围：形成“法拉第笼”式屏蔽；
- 远离数字信号和开关电源走线：至少保留3倍线距的隔离带。
热对称同样关键
你以为只有电气要对称？热也要！
把两个关键电阻分别放在靠近CPU和远离发热源的位置，几分钟后它们的阻值就会出现可观差异。尤其对于金属膜电阻，即使是50ppm/°C的温漂，在10°C温差下也会引入0.05%的失配。
解决办法很简单：
- 对称摆放元件；
- 功率器件居中或边缘布置；
- 必要时开散热槽隔离热流。
实战案例：工业压力传感器为何总受干扰？
某客户反馈，现场使用的压力变送器在电机启动时数据跳动剧烈。传感器为惠斯通电桥结构，输出满量程仅20mV，传输距离达30米。
系统链路如下：
[压力传感器] → [双绞屏蔽电缆] → [TVS + π型滤波] → [INA128仪表放大器] → [抗混叠滤波] → [ADS1256 Σ-Δ ADC] → [STM32]表面上看配置合理，但实地检查发现三个致命细节：
- 屏蔽层两端接地 → 形成地环路，共模电流可达数安培；
- 滤波电容未使用C0G/NP0材质 → 高频阻抗升高，滤波失效；
- 放大器供电未加磁珠隔离 → 开关电源噪声反灌。
我们做了什么改进？
✅ 单点接地策略
屏蔽层仅在接收端通过100nF电容接地（“电容接地”），既泄放高频干扰，又切断低频地环路电流。
✅ 强化前端滤波
采用两级滤波：
- 第一级：π型LC滤波（10μH + 2×100nF C0G电容），截止频率≈50kHz；
- 第二级：INA128输入端RC低通（1kΩ + 10nF），专门针对1MHz以上射频整流效应。
✅ 电源净化
模拟电源经过：
LDO → 10μF陶瓷 + 100nF → 磁珠 → 1μF → 芯片有效阻断数字电源噪声传导。
✅ 利用斩波技术
INA128本身具备零漂架构，自动消除1/f噪声和温漂。配合每小时一次的软件触发自稳零序列，长期零点漂移控制在<1μV/h。
最终实测系统CMRR从82dB提升至96dB以上，电机启停时信号波动小于0.1%FS。
高阶技巧：不止于硬件
当硬件优化到达极限，软件也能助你一臂之力。
方法1：数字共模噪声估计与扣除
在某些场合，可通过辅助通道监测共模电压（如采样地电位差），然后在算法中进行补偿。适用于周期性干扰（如工频）场景。
方法2：调制解调思想（Lock-in Amplification）
对激励信号进行低频方波调制，同步解调采集信号。这样可以把有用信号移到远离噪声的频段，大幅提升有效SNR。
方法3：隔离是终极手段
当共模电压超过±10V或存在高压危险时，考虑使用：
-磁隔离放大器（如AMC1301，支持±1kV隔离，CMRR > 110dB @ 60Hz）
-光耦方案（成本低但带宽受限）
这类器件内部已集成调制-隔离-解调链路，无需担心外部匹配问题。
最后提醒：CMRR不是孤立指标
别忘了，CMRR的表现还依赖于其他性能的支持：
- PSRR不足→ 电源纹波会调制偏置点，引发共模误差；
- 输入阻抗不平衡→ 外部源阻抗差异将共模转为差分；
- ADC参考不稳定→ 满量程漂移等效于增益失配。
因此，真正的高CMRR系统，是一个从传感器、电缆、前端、电源到ADC的全链路协同设计成果。
如果你正在处理微弱信号采集，不妨问自己几个问题：
- 我的差分走线真的对称吗？
- 关键电阻有没有处在同一温度场？
- 滤波器在1MHz时还有效吗？
- 屏蔽层是不是成了“天线”而不是“护盾”？
有时候，提升20dB CMRR不需要换芯片，只需要改几根线、换几个电容、调整接地点。
这才是硬件工程师的价值所在：在物理世界中，把理论推向极限。
