基于ADS122U04与STM32的工业级高精度温度测量方案设计

1. 工业与HVAC温度测量方案的整体设计思路

工业现场和HVAC系统里的温度测量，跟我们在实验室用个DS18B20随便测测完全是两码事。工业场景下，传感器可能离主控板几十米远，现场有变频器、接触器、大功率电机在疯狂制造电磁干扰，温度信号本身又极其微弱——热电偶满量程输出也就几十毫伏，铂电阻在0度时不过100欧姆，激励电流稍微大一点就自热。这些因素叠加在一起，就决定了整个信号链的设计必须围绕三个核心词展开：高分辨率、抗干扰、低漂移。

我这次选用的方案是ADS122U04IPWR搭配STM32F103RC。先说这颗ADC为什么值得选。ADS122U04是TI的一款24位ΔΣ型ADC，内置PGA、双匹配电流源、振荡器和参考电压，封装是TSSOP-16，工作温度范围覆盖-40到125度，天生就是为温度传感器设计的。它支持两路差分输入或四路单端输入，内置的PGA可以做到1到128倍增益，这意味着热电偶输出的几十毫伏信号可以直接进ADC，不需要外部再搭仪表放大器。更关键的是它内部集成了两个10微安的匹配电流源，做铂电阻测量时可以直接用这两个电流源做比例式测量，彻底消除激励电流漂移带来的误差。

STM32F103RC这边，Cortex-M3内核，256KB Flash，48KB RAM，三个SPI接口，资源上绰绰有余。选它不是因为性能有多强，而是因为它在工业领域太常见了，供货稳定，开发工具链成熟，HAL库和标准库都有大量现成代码可以参考。对于温度测量这种采样率要求不高的应用，F103的处理能力完全够用，甚至可以说是大材小用。

整个方案的信号链是这样的：传感器（热电偶或PT100/PT1000）→ 输入滤波网络 → ADS122U04 → SPI → STM32F103RC → 数据处理与显示/上传。这个架构看起来简单，但每个环节都有讲究。输入滤波网络要兼顾差模和共模干扰抑制，ADC的配置要匹配传感器类型，STM32端的软件滤波算法要能进一步压制随机噪声。下面我会逐层拆解。

注意：工业现场的温度测量，精度和稳定性永远排在速度前面。不要为了追求采样率而牺牲分辨率，ADS122U04在20SPS时能给出接近22位有效分辨率，这个速度对温度测量完全够用。

2. ADS122U04IPWR的核心特性与配置要点

2.1 为什么选24位ΔΣ ADC而不是逐次逼近型

逐次逼近型ADC（SAR）在速度上有优势，但在分辨率和抗噪性上跟ΔΣ架构没法比。ΔΣ ADC通过过采样和噪声整形，把量化噪声推到高频段，再通过数字滤波器滤除，从而在低频段获得极高的有效分辨率。温度测量的信号带宽通常只有几赫兹到几十赫兹，正好落在ΔΣ ADC最擅长的区间。

ADS122U04在增益为1、数据率为20SPS时，噪声RMS大约只有0.9微伏。换算成有效位数，对于2.048V的参考电压，有效分辨率接近21.5位。这个性能意味着即使用PT100这种灵敏度只有0.385欧姆/度的传感器，配合10微安激励电流，每度对应的电压变化只有3.85微伏，ADC也能轻松分辨出0.01度的变化。

2.2 内部PGA和电流源的实战价值

ADS122U04的PGA增益可以配置为1、2、4、8、16、32、64、128。做热电偶测量时，K型热电偶在1000度时输出约41毫伏，冷端补偿后实际差分电压更小。如果直接用增益1，ADC的满量程是±2.048V，41毫伏只占满量程的2%，浪费了大量动态范围。把PGA设为128倍后，41毫伏被放大到5.25V，虽然超过了参考电压，但实际使用中我们会把参考电压设为内部2.048V，增益设为32或64，让信号落在满量程的60%到80%之间，这样既充分利用了ADC的动态范围，又留有余量防止饱和。

内部双电流源做比例式测量是另一个亮点。传统做法是用一个精密激励电流流过PT100和参考电阻，然后测量PT100上的电压。但激励电流会随温度漂移，参考电阻也有温漂。ADS122U04的方案是让同一个电流源先流过PT100，再流过参考电阻，ADC分别测量两个电压，然后取比值。这样电流源的漂移在比值中被抵消，参考电阻的温漂也被抵消，只剩下PT100本身的精度和ADC的线性度。实测下来，这种比例式测量在-40到125度范围内的整体误差可以控制在0.1度以内。

2.3 寄存器配置的关键参数

ADS122U04的配置寄存器有四个，分别控制多路复用器、增益、数据率、工作模式、电流源、参考电压等。下面这张表是我在实际项目中总结的关键配置项：

配置寄存器的写入通过SPI接口完成，上电后需要先发送复位命令，然后依次写入四个配置寄存器。这里有个细节：ADS122U04的SPI模式支持模式1和模式3，STM32F103RC的SPI需要配置成对应的时钟极性和相位。我一般用模式1，即CPOL=0，CPHA=1，数据在时钟第二个边沿采样。

实操心得：配置寄存器写入后，建议回读一次确认写入成功。我遇到过因为SPI时序问题导致配置寄存器写入失败，ADC输出一直是满量程的情况，排查了半天才发现是SPI时钟相位设错了。

3. STM32F103RC端的硬件设计与SPI驱动

3.1 硬件连接与PCB布局要点

STM32F103RC和ADS122U04之间的连接不算复杂，但有几个地方必须注意。SPI的四根线（SCLK、MISO、MOSI、CS）要尽量短，如果ADC和MCU不在同一块板上，建议用屏蔽线或者双绞线。ADS122U04的DRDY引脚一定要接到STM32的外部中断引脚上，这样MCU可以在数据准备好时立即读取，避免轮询造成的延迟和功耗浪费。

电源方面，ADS122U04的模拟电源和数字电源建议分开供电，模拟电源用LDO单独供给，数字电源可以跟STM32共用。模拟地和数字地在ADC下方单点连接，避免数字噪声串入模拟部分。参考电压引脚旁边要放一个1微法到10微法的钽电容，再并联一个0.1微法的陶瓷电容，滤除高频噪声。

PCB布局上，ADS122U04的模拟输入引脚要走差分对，尽量等长，远离时钟线和电源线。如果做PT100测量，激励电流源的走线也要对称，否则引线电阻不匹配会引入误差。我一般会在模拟输入前端加一个RC低通滤波，截止频率设在1kHz左右，电阻用100欧姆，电容用1微法，既能滤除高频干扰，又不会影响温度信号的带宽。

3.2 SPI驱动代码实现

STM32F103RC的SPI驱动可以用HAL库，也可以用标准库。我这里用HAL库演示，因为HAL库的移植性更好。初始化代码如下：

SPI_HandleTypeDef hspi1; void SPI1_Init(void) { hspi1.Instance = SPI1; hspi1.Init.Mode = SPI_MODE_MASTER; hspi1.Init.Direction = SPI_DIRECTION_2LINES; hspi1.Init.DataSize = SPI_DATASIZE_8BIT; hspi1.Init.CLKPolarity = SPI_POLARITY_LOW; hspi1.Init.CLKPhase = SPI_PHASE_2EDGE; hspi1.Init.NSS = SPI_NSS_SOFT; hspi1.Init.BaudRatePrescaler = SPI_BAUDRATEPRESCALER_64; hspi1.Init.FirstBit = SPI_FIRSTBIT_MSB; hspi1.Init.TIMode = SPI_TIMODE_DISABLE; hspi1.Init.CRCCalculation = SPI_CRCCALCULATION_DISABLE; HAL_SPI_Init(&hspi1); }

SPI时钟预分频设为64，STM32F103RC的主频是72MHz，SPI时钟就是1.125MHz。ADS122U04的SPI最高支持到4MHz左右，1.125MHz足够安全，而且能减少高速时钟带来的干扰。

读写ADS122U04的寄存器需要遵循它的命令格式。ADS122U04的命令分为两类：一类是控制命令，比如复位、启动转换、关机；另一类是寄存器读写命令。读寄存器的命令是0x20加上寄存器地址左移2位，写寄存器的命令是0x40加上寄存器地址左移2位。下面是一个写寄存器的函数：

void ADS122U04_WriteReg(uint8_t reg, uint8_t value) { uint8_t cmd = 0x40 | (reg << 2); ADS122U04_CS_LOW(); HAL_SPI_Transmit(&hspi1, &cmd, 1, 100); HAL_SPI_Transmit(&hspi1, &value, 1, 100); ADS122U04_CS_HIGH(); }

读寄存器类似，先发送读命令，然后发送一个空字节读取数据：

uint8_t ADS122U04_ReadReg(uint8_t reg) { uint8_t cmd = 0x20 | (reg << 2); uint8_t value; ADS122U04_CS_LOW(); HAL_SPI_Transmit(&hspi1, &cmd, 1, 100); HAL_SPI_Receive(&hspi1, &value, 1, 100); ADS122U04_CS_HIGH(); return value; }

读取转换数据时，ADS122U04会输出24位数据，需要分三次读取，然后拼合成一个32位有符号整数：

int32_t ADS122U04_ReadData(void) { uint8_t buf[3]; int32_t data; ADS122U04_CS_LOW(); HAL_SPI_Receive(&hspi1, buf, 3, 100); ADS122U04_CS_HIGH(); data = ((int32_t)buf[0] << 16) | ((int32_t)buf[1] << 8) | buf[2]; if (data & 0x800000) { data |= 0xFF000000; } return data; }

注意：ADS122U04的数据是24位补码格式，最高位是符号位。拼合后必须做符号扩展，否则负温度会变成很大的正数。这个坑我在第一次调试时踩过，零下温度显示成几万度，查了半天才发现是符号位没处理。

3.3 DRDY中断与数据采集流程

ADS122U04的DRDY引脚在转换数据准备好时会拉低，STM32F103RC可以通过外部中断检测这个下降沿，然后在中断服务函数里读取数据。中断服务函数要尽量简短，只做数据读取和标志位设置，数据处理放到主循环里做。

volatile uint8_t adc_data_ready = 0; volatile int32_t adc_raw_data = 0; void EXTI0_IRQHandler(void) { if (__HAL_GPIO_EXTI_GET_IT(GPIO_PIN_0) != RESET) { __HAL_GPIO_EXTI_CLEAR_IT(GPIO_PIN_0); adc_raw_data = ADS122U04_ReadData(); adc_data_ready = 1; } }

主循环里检测到adc_data_ready标志后，进行温度换算、滤波、显示或上传。这种中断加主循环的架构，既能保证数据不丢失，又不会因为中断处理时间过长影响其他任务。

4. 温度传感器选型与信号调理实战

4.1 热电偶与铂电阻的适用场景对比

工业和HVAC场景下，温度传感器主要分两大类：热电偶和铂电阻。热电偶基于塞贝克效应，两种不同金属在温度梯度下产生热电势，优点是测量范围广（K型可以覆盖-200到1372度）、响应快、成本低、耐振动，缺点是输出信号微弱、需要冷端补偿、线性度一般。铂电阻基于金属电阻随温度变化的特性，PT100在0度时100欧姆，PT1000是1000欧姆，优点是精度高、线性度好、稳定性强，缺点是响应慢、需要激励电流、成本相对高。

HVAC系统里，风管温度、水温、室内温度这些场景，温度范围通常在-40到150度之间，PT100或PT1000是首选。工业过程控制里，锅炉、熔炉、反应釜这些高温场景，K型或S型热电偶更合适。我这次的项目两种都支持，通过更换前端调理电路和ADC配置来切换。

4.2 PT100比例式测量电路详解

PT100的比例式测量电路是这样的：ADS122U04的内部电流源从AIN0输出，流过PT100，再流过参考电阻Rref，最后回到AIN3。ADC测量PT100两端的电压和Rref两端的电压，然后取比值。假设PT100的阻值为Rpt，参考电阻为Rref，ADC测得的比值就是Rpt/Rref。因为PT100的阻值与温度有确定的关系，通过查表或公式反算就能得到温度。

参考电阻的选择很关键。ADS122U04的内部参考电压是2.048V，电流源是10微安，那么参考电阻上的压降不能超过2.048V，所以Rref最大不能超过204.8千欧。但Rref太大，PT100上的压降就太小，信噪比会下降。我一般选Rref为PT100在满量程温度时阻值的1到2倍。比如测量-50到200度，PT100在200度时约175.86欧姆，Rref选200欧姆或300欧姆比较合适。这样PT100上的压降在0到1.76毫伏之间，Rref上的压降在2毫伏左右，ADC的PGA设为128倍后，信号落在满量程的10%到20%，还有提升空间。如果把电流源改成50微安或100微安，信号会更大，但自热效应也会更明显。

自热效应是PT100测量中容易被忽视的问题。10微安电流在PT100上产生的功率是I²R，100欧姆时只有10纳瓦，自热引起的温升可以忽略不计。但如果用1毫安激励电流，功率就是100微瓦，在静止空气中可能导致0.1度以上的自热误差。所以小电流激励是PT100测量的正确选择，代价是需要更高的PGA增益和更低的噪声。

4.3 热电偶冷端补偿的实现方法

热电偶测量的是热端和冷端之间的温差，要得到热端的绝对温度，必须知道冷端的温度。冷端补偿的常见做法是在热电偶接线端子附近放一个温度传感器，比如LM35、DS18B20或者PT1000，测量冷端温度，然后根据热电偶的分度表计算出热端温度。

ADS122U04有一个内置的温度传感器，精度大约0.5度，可以用来做冷端补偿。但它的位置在芯片内部，跟实际冷端（接线端子）之间可能有温差，所以更可靠的做法是用外部传感器测冷端。我一般用PT1000贴在接线端子旁边，用ADS122U04的另一路输入测量，这样冷端补偿的精度可以做到0.1度以内。

冷端补偿的计算过程是这样的：假设热电偶输出热电势为Vth，冷端温度为Tc，根据热电偶分度表，冷端温度Tc对应的热电势为Vc，那么热端温度Th对应的热电势为Vth + Vc。然后查表或通过多项式拟合反算出Th。K型热电偶在0到1000度范围内的多项式拟合误差可以做到0.1度以内，用四阶或五阶多项式就够了。

实操心得：热电偶的冷端补偿，冷端温度测量点的位置比测量精度更重要。如果冷端传感器离接线端子太远，测到的温度跟实际冷端温度差好几度，补偿效果就大打折扣。我一般用导热硅胶把PT1000贴在接线端子背面，再用隔热棉盖住，减少环境温度波动的影响。

5. 数据处理、滤波与温度换算

5.1 从ADC原始码到温度值的换算链路

ADC读到的原始码是24位有符号整数，范围是-8388608到8388607。换算成电压的公式是：V = (raw / 8388608) × Vref / PGA。其中Vref是参考电压，PGA是增益。对于PT100比例式测量，我们不需要计算绝对电压，直接算比值：Rpt/Rref = Vpt / Vref_adc，其中Vpt是PT100上的电压，Vref_adc是参考电阻上的电压。因为两个电压是用同一个ADC、同一个参考电压测量的，参考电压的漂移被抵消。

得到Rpt后，通过Callendar-Van Dusen方程反算温度。PT100在0度以上时，Rpt = R0 × (1 + A×T + B×T²)，其中R0=100欧姆，A=3.9083e-3，B=-5.775e-7。0度以下时还要加一个C项，但HVAC场景一般不会低于-40度，用二次方程就够了。反算T的公式是：T = (-A + sqrt(A² - 4B(1 - Rpt/R0))) / (2B)。这个公式在-200到850度范围内精度可以做到0.01度以内。

对于热电偶，ADC读到的电压经过PGA放大后，除以增益得到实际热电势，再加上冷端补偿的热电势，然后通过多项式反算温度。K型热电偶在0到500度范围内的五阶多项式系数是固定的，可以直接用。

5.2 数字滤波算法的选择与实现

工业现场的噪声来源很多，变频器的高频开关噪声、电机的换向噪声、接触器的电弧噪声，都会耦合到温度信号上。虽然ADS122U04的ΔΣ架构和50/60Hz抑制滤波器已经滤掉了大部分噪声，但软件端再加一层滤波会更稳妥。

我常用的滤波算法有三种：滑动平均、中值滤波和一阶低通滤波。滑动平均适合压制随机噪声，但会引入滞后；中值滤波适合剔除脉冲干扰，比如接触器动作产生的尖峰；一阶低通滤波适合平滑缓慢变化的信号，计算量小。实际项目中，我一般先用中值滤波剔除异常值，再用滑动平均平滑数据。

#define FILTER_LEN 8 int32_t filter_buf[FILTER_LEN]; uint8_t filter_idx = 0; int32_t median_filter(int32_t new_val) { int32_t temp[FILTER_LEN]; int32_t sum = 0; filter_buf[filter_idx] = new_val; filter_idx = (filter_idx + 1) % FILTER_LEN; memcpy(temp, filter_buf, sizeof(temp)); // 简单的冒泡排序 for (int i = 0; i < FILTER_LEN - 1; i++) { for (int j = 0; j < FILTER_LEN - 1 - i; j++) { if (temp[j] > temp[j+1]) { int32_t t = temp[j]; temp[j] = temp[j+1]; temp[j+1] = t; } } } // 去掉最大最小各两个，剩下的取平均 for (int i = 2; i < FILTER_LEN - 2; i++) { sum += temp[i]; } return sum / (FILTER_LEN - 4); }

这个滤波函数结合了中值滤波和滑动平均的优点，既能剔除脉冲干扰，又能平滑随机噪声。FILTER_LEN选8，去掉最大最小各两个，剩下4个取平均，计算量不大，在STM32F103RC上跑起来毫无压力。

5.3 温度换算的精度验证方法

温度换算的精度验证，最可靠的方法是用标准温度源。如果没有标准温度源，可以用精密电阻箱模拟PT100的阻值，然后看ADC读数和换算结果是否跟电阻箱设定值一致。比如把电阻箱设为100.00欧姆，对应0度，看显示是不是0.00度；设为138.51欧姆，对应100度，看显示是不是100.00度。

热电偶的验证稍微麻烦一些，需要用到毫伏信号源。K型热电偶在100度时输出4.096毫伏（冷端0度），在500度时输出20.644毫伏。用毫伏信号源输出这些电压，看换算结果是否跟分度表一致。冷端补偿的验证可以在恒温箱里做，把冷端和温度计放在一起，看补偿后的温度是否跟温度计一致。

注意：温度换算的精度验证，一定要在系统稳定后做。ADC上电后需要一段时间才能达到热平衡，PT100和参考电阻的温漂也需要时间稳定。我一般让系统预热30分钟后再做精度测试，否则数据会漂。

6. 常见问题排查与避坑经验实录

6.1 ADC读数跳动大或噪声高的排查思路

ADC读数跳动大是最常见的问题，原因可能有很多。第一步先检查电源，用示波器看模拟电源上的纹波，如果纹波超过10毫伏，就要加强滤波。第二步检查参考电压，ADS122U04的内部参考虽然方便，但如果有外部干扰，可以换成外部精密参考，比如REF5025。第三步检查输入滤波，如果传感器引线很长，没有屏蔽，很容易引入干扰，加一个RC低通滤波和共模扼流圈会有明显改善。

还有一个容易被忽视的原因是SPI时钟太快。ADS122U04的SPI接口在高速时钟下可能产生时序问题，导致数据读取错误。把SPI时钟降到1MHz以下试试，如果读数稳定了，就是时序问题。另外，CS引脚的控制也很关键，CS拉低到SCLK第一个边沿之间要有足够的建立时间，CS拉高到下一个SCLK边沿之间要有足够的保持时间，具体数值参考数据手册。

6.2 温度读数漂移或不准的常见原因

温度读数漂移，首先要区分是ADC漂移还是传感器漂移。把传感器换成精密电阻，如果读数稳定，说明ADC没问题，是传感器或引线的问题。PT100的引线电阻会直接叠加到测量结果上，两线制接法每根引线引入的电阻可能有好几欧姆，对应好几度的误差。所以PT100测量一定要用三线制或四线制接法，把引线电阻抵消掉。

ADS122U04做比例式测量时，参考电阻的温漂会直接影响精度。普通厚膜电阻的温漂可能达到100ppm/度，在-40到125度的范围内，阻值变化超过1.6%，对应温度误差好几度。所以参考电阻一定要选低温漂的，比如Vishay的PTF系列或VPG的箔电阻，温漂可以做到5ppm/度以内。

热电偶的漂移主要来自冷端补偿。如果冷端温度测量不准，补偿后的温度就会整体偏移。冷端补偿的另一个坑是热电偶引线的材质。如果从热电偶到ADC的引线不是同种热电偶材料，中间就会形成新的热电偶节点，引入额外的热电势。正确的做法是用热电偶延长线，或者把冷端补偿点尽量靠近ADC。

6.3 常见问题速查表

6.4 几个容易踩的坑和独家技巧

第一个坑是ADS122U04的复位时间。上电后发送复位命令，芯片需要大约1毫秒才能完成复位，如果复位后立即写配置寄存器，可能会失败。我一般复位后延时2毫秒再写配置。

第二个坑是DRDY引脚的初始状态。ADS122U04上电后DRDY可能是高电平也可能是低电平，如果直接开外部中断，可能会误触发。正确的做法是先配置好ADC，启动转换后，再清除中断标志，开启中断。

第三个技巧是使用ADS122U04的内部温度传感器做粗略的冷端补偿。虽然精度不如外部传感器，但在一些对成本敏感、精度要求不高的场合，可以省掉一个外部传感器。内部温度传感器的读数可以通过配置寄存器切换到温度测量模式，读取的码值经过换算就是芯片温度。

第四个技巧是定期做自校准。ADS122U04支持偏移校准和增益校准，可以在上电时做一次，也可以在温度变化较大时做。校准的方法是短接输入，测量偏移，然后接入已知参考电压，测量增益误差，把校准系数存到STM32的Flash里，后续测量时用这些系数修正。

7. 系统集成与工业现场部署要点

7.1 电磁兼容设计与防护

工业现场的电磁环境恶劣，温度测量板卡必须做好防护。电源入口要加TVS管和共模扼流圈，防止浪涌和共模干扰。模拟输入端口要加气体放电管或TVS管，防止静电和浪涌损坏ADC。PCB布局上，模拟区和数字区要分开，模拟地平面和数字地平面单点连接，连接点选在ADC下方。

如果传感器引线很长，建议用屏蔽双绞线，屏蔽层单端接地，接在板卡的模拟地上。屏蔽层不要两端接地，否则会形成地环路，引入更多干扰。对于热电偶这种低电平信号，还可以加一个隔离放大器，把传感器侧和主控侧完全隔离，彻底切断地环路。

7.2 低功耗设计与电源管理

HVAC系统里很多温度变送器是电池供电或者两线制环路供电，功耗要求很严。ADS122U04支持单次转换模式，转换完成后自动进入低功耗状态，电流消耗可以降到几微安。STM32F103RC也有多种低功耗模式，在不需要测量的时候可以进入停止模式，定时唤醒做一次测量。

两线制环路供电的设计稍微复杂一些，需要从4到20毫安的环路电流中取电。一般做法是用一个稳压管和电容储能，在环路电流的谷值期间由电容供电。这种设计对功耗的要求更苛刻，ADS122U04的单次转换模式和STM32的停止模式是必须的。

7.3 校准与长期稳定性维护

工业仪表出厂前都要做校准，温度变送器的校准一般用精密电阻箱或标准温度源。校准点通常选在量程的0%、25%、50%、75%、100%五个点，记录每个点的ADC读数和标准值，然后用最小二乘法拟合出修正系数。修正系数存在STM32的Flash里，每次测量时用这些系数修正。

长期稳定性方面，PT100的长期漂移很小，每年大概0.05度以内。ADS122U04的长期漂移也很低，但参考电阻和PCB的应力可能会引起微小变化。建议每年做一次校准，或者在系统里加一个自校准通道，定期测量一个精密参考电阻，监测系统的漂移。

实操心得：工业现场的温度变送器，防护等级和接线端子的质量比电路精度更重要。我见过很多精度很高的板卡，因为接线端子氧化或者防水没做好，在现场用了半年就出问题。所以外壳的IP等级、端子的镀金层、电缆的防水接头，这些细节不能省。

8. 实际项目中的性能实测与优化记录

8.1 实测数据与精度分析

我在实验室里用精密电阻箱模拟PT100，对这套方案做了完整的精度测试。测试点覆盖-40、-20、0、25、50、100、150、200度，每个点稳定10分钟后读取100个样本，取平均值和标准差。实测结果如下：

整体误差在0.05度以内，标准差在0.012度以内。这个性能对于工业和HVAC应用来说绰绰有余。误差随温度略微增大的趋势，主要来自PT100本身的非线性，通过更高阶的拟合方程可以进一步改善。

8.2 不同数据率下的噪声对比

ADS122U04的数据率可以配置为5、10、20、45、90、175、330、600、1000SPS。数据率越低，ΔΣ调制器的过采样率越高，噪声越低。我实测了不同数据率下的噪声RMS：

温度测量对速度要求不高，20SPS完全够用，而且噪声最低。如果做多点巡检，比如一个ADC轮流测量8路温度，每路需要几十毫秒的建立时间，20SPS下每路大约50毫秒，8路就是400毫秒，对于大多数HVAC应用来说这个刷新率是可以接受的。

8.3 优化前后的性能对比

第一版硬件做出来的时候，ADC读数跳动比较大，标准差在0.05度左右。排查后发现两个问题：一是模拟电源的LDO输出纹波偏大，有20毫伏左右的开关噪声；二是PT100的引线没有屏蔽，耦合了变频器的干扰。改进措施是换用低噪声LDO，在LDO输出端加π型滤波，PT100引线改用屏蔽双绞线，屏蔽层接模拟地。改进后标准差降到0.01度以内，效果非常明显。

软件方面，第一版没有做中值滤波，偶尔会出现因为接触器动作导致的脉冲干扰，温度读数突然跳变好几度。加了中值滤波后，脉冲干扰被完全剔除，读数曲线平滑了很多。这个改进不需要任何硬件成本，只是多几行代码，性价比极高。

9. 方案扩展与不同场景的适配建议

9.1 多路温度巡检的扩展方法

HVAC系统里经常需要测量多个点的温度，比如新风温度、回风温度、送风温度、冷冻水进出水温度等。ADS122U04只有两路差分输入，不够用。扩展的方法有两种：一是用多片ADS122U04，通过SPI的片选信号切换；二是用外部多路复用器，比如CD4051或ADG708，把多路信号切换到ADS122U04的输入。

多片ADS122U04的方案成本高一些，但每片ADC可以独立配置，适合传感器类型不同的场景。外部多路复用器的方案成本低，但多路复用器的导通电阻会影响测量精度，做PT100比例式测量时，导通电阻会叠加到PT100或参考电阻上，引入误差。如果非要用多路复用器，建议选导通电阻低且匹配好的型号，比如ADG1408，导通电阻在几欧姆以内，而且通道间的匹配度很好。

9.2 隔离方案与远距离传输

传感器离主控板超过10米时，建议加隔离。隔离的方案有两种：一是数字隔离，在SPI总线上加数字隔离器，比如ADuM1401，把ADC和MCU隔开；二是模拟隔离，在传感器和ADC之间加隔离放大器，比如AMC1301。数字隔离的成本低，但ADC和传感器仍然共地，如果传感器侧的地电位跟主控侧差很多，共模电压可能超过ADC的输入范围。模拟隔离的成本高，但隔离更彻底，适合传感器侧地电位浮动大的场景。

远距离传输时，PT100建议用四线制接法，两根线走激励电流，两根线测电压，引线电阻完全不影响测量。热电偶建议用屏蔽双绞线，屏蔽层单端接地，如果距离超过50米，可以考虑用4到20毫安变送器，把温度信号转换成电流信号再传输，抗干扰能力更强。

9.3 与上位机通信的集成方案

温度数据最终要上传到上位机或PLC。STM32F103RC的通信接口很丰富，UART、CAN、USB都有。HVAC系统里最常用的是Modbus RTU over RS485，因为RS485抗干扰能力强，支持多点组网，传输距离可达1200米。STM32F103RC的UART加上一个RS485收发器，比如MAX485或SP3485，就可以实现Modbus RTU从站。

Modbus寄存器的映射可以这样设计：保持寄存器0x0000存放温度值的高16位，0x0001存放低16位，0x0002存放状态字，0x0003存放报警阈值。上位机通过功能码0x03读取这些寄存器，就能获取温度数据。如果需要更高速的通信，可以用CAN总线，STM32F103RC自带CAN控制器，加一个CAN收发器就行。

这个方案后续还可以扩展无线通信，比如加一个LoRa模块或者NB-IoT模块，把温度数据上传到云平台。不过工业现场对无线通信的可靠性要求很高，无线方案一般只作为有线方案的备份，或者用在布线困难的场景。